SLOVENSKÁ TECHNICKÁ UNIVERZITA V BRATISLAVE FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A INFORMATIKY. Architektúra moderných rádiových prijímačov

Transcription

1 SLOVENSKÁ TECHNICKÁ UNIVERZITA V BRATISLAVE FAKULTA ELEKTROTECHNIKY A INFORMATIKY Architektúra moderných rádiových prijímačov BAKALÁRSKA PRÁCA EVIDENČNÉ ČÍSLO: FEI Študijný program: telekomunikácie Číslo a názov študijného odboru: telekomunikácie Školiace pracovisko: Katedra rádioelektroniky Vedúci záverečnej práce/školiteľ: Ing. Zdenko Brezovič, PhD. Bratislava 2010 Michal Serafín

2 2

3 Čestné vyhlásenie Vyhlasujem, ţe som bakalársku prácu vypracoval samostatne s vyuţitím uvedených zdrojov literatúry. V Bratislave, dňa vlastnoručný podpis 3

4 Poďakovanie Ďakujem pánovi Ing. Zdenkovi Brezovičovi, PhD., môjmu konzultantovi a vedúcemu bakalárskej práce, za cenné rady a podnetné pripomienky, ktorými ma usmerňoval pri vypracovaní tejto bakalárskej práce. 4

5 Anotácia Názov práce: Architektúra moderných rádiových prijímačov Kľúčové slová: architektúra rádiových prijímačov, zmiešavač, modulácia Táto bakalárska práca sa zaoberá architektúrou moderných rádiových prijímačov. Základné vlastnosti a architektúry rádiových prijímačov sú popísané v druhej a tretej kapitole. Štvrtá kapitola sa venuje funkciám jednotlivých blokov rádiových prijímačov a popisuje princíp zmiešavača, ktorý patrí k najdôleţitejším častiam obvodu rádiového prijímača. Následne v piatej kapitole sú popísané a porovnané súčasné rádiové prijímače pouţívané v bezdrôtovej dátovej komunikácií. V šiestej kapitole sú uvedené základné princípy pouţívaných modulácií. V závere sú zhodnotené najdôleţitejšie poznatky. Annotation Title: Keywords: Modern radio receiver architectures radio receiver architectures, frequency mixer, modulation This project has its main focus on the architecture of modern radio receivers. Basic features of the architecture are described in the second and third chapter. The fourth chapter deals with the functions of individual blocks of radio receivers and describes the principle of frequency mixer, which is one of the most important parts of the device circuit. Subsequently, the chapter five describes and compares existing radio receivers used in wireless data communications. The sixth chapter outlines the basic principles of the recently used modulations. The most important acquirements are evaluated in the conclusion. 5

6 Zoznam použitých symbolov A amplitúda c rýchlosť svetla f frekvencia t čas T perióda v rýchlosť V napätie φ fáza ω uhlová rýchlosť π pí 3, Zoznam použitých skratiek Skratka Anglický názov Slovenský názov A/D Analog-to-Digital converter Analógovo digitálny prevodník AM Amplitude Modulation Amplitúdová modulácia AMPS Advanced Mobile Phone System Vylepšený mobilný telefóny systém ASK Amplitude-Shift Keying Kľúčovanie amplitúdovým posunom CDMA Code Division Multiple Access Viacnásobný prístup s kódovým delením CW Continuous Wave Označenie pre rádiovú telegrafiu DUAL Dual-Conversion Dvojitá konverzia EDGE Enhanced Data rates for Global Zvýšené dátové rýchlosti pre Evolution globálny vývoj EHF Extremely High Frequency Extrémne vysoká frekvencia F mf (IF) Medzifrekvencia (MF) F O Frequency of oscillator Frekvencia oscilátora F z Image frequency Zrkadlová frekvencia F zd Frequency of source Frekvencia zdroja FM Frequency Modulation Frekvenčná modulácia FSK Frequency-Shift Keying Kľúčovanie frekvenčným posunom HF High Frequency Vysoká frekvencia (krátke vlny) HIF High-IF Vysoká MF I In-phase Sufázna zloţka LF Low Frequency Nízka frekvencia (dlhé vlny) LIF Low-IF Nízka MF LNA Low-Noise Amplifier Nízkošumový zosilňovač LSB Lower Side-Band Niţšie postranné pásmo (NF) MF Medium Frequency Stredná frekvencia (označenie vlnovej dĺţky) MF IF Intermediate Frequency Medzifrekvencia NF (LSB) Nízkofrekvenčný PM Phase Modulation Fázová modulácia PSD Power Spectral Density Výkonová spektrálna hustota PSK Phase-Shift Keying Kľúčovanie fázovým posunom Q Quadrature Kvadratúrna zloţka 6

7 QAM Quadrature Amplitude Modulation Kvadratúrna amplitúdová modulácia RF Radio Frequency Rádiofrekvenčný RX Receiver Prijímač SAW Surface Acoustic Wave Povrchová akustická vlna SH Superheterodyne Superheterodyn SHF Super High Frequency Super vysoká frekvencia SSB Single Side-Band (modulation) Modulácia s jedným postranným pásmom TRX Transciever Prijímač a vysielač súčasne TX Transmitter Vysielač UHF Ultra High Frequency Ultra vysoká frekvencia (ultra krátke vlny) USB Upper Side-Band Vyššie postranné pásmo (VF) UWB Ultra Wide Band Ultra-širokopásmové siete VCO Voltage Controlled Oscillator Napäťovo riadený oscilátor VF (USB) Vysokofrekvenčný VFO Variable-frequency oscillator Premenlivý oscilátor VHF Very High Frequency Veľmi vysoká frekvencia (veľmi krátke vlny) VLF Very Low Frequency Veľmi nízka frekvencia WCDMA Wideband Code Division Multiple Širokopásmový viacnásobný prístup s Access kódovým delením WPAN wireless personal area network Bezdrôtové osobné siete ZIF Zero-IF Nulová MF 7

8 Obsah Zoznam použitých symbolov... 6 Zoznam použitých skratiek Úvod Základné rádiové prijímače Detektorový prijímač Priamozosilňujúci prijímač Priamozmiešavajúci prijímač Superheterodynový prijímač Hlavné parametre rádiových prijímačov Citlivosť Maximálna citlivosť Uţitočná citlivosť Selektivita Frekvenčný (vlnový) rozsah Dynamický rozsah prijímača Iné parametre Stabilita Intermodulačná odolnosť Základné prvky blokov rádiových prijímačov Vstupné obvody Lokálny oscilátor Oscilátory LC Fázový záves Zmiešavač Násobenie (zmiešavanie) signálov Fourierova transformácia Výpočet Fourierovho radu Zrkadlová frekvencia Medzifrekvenčný filter Parametre filtra Návrh pasívneho LC filtra Medzifrekvenčný zosilňovač Demodulátor Detektor Moderné rádiové prijímače Moderné superheterodynové prijímače Prijímače s potlačením zrkadlového pásma Hartleyho architektúra Weaverova architektúra Prijímače s nulovou medzifrekvenciou Prijímač s nízkou medzifrekvenciou Porovnanie jednotlivých architektúr Modulácie Klasická amplitúdová modulácia SSB

9 6.3 Kvadratúrna amplitúdová modulácia Frekvenčná modulácia Demodulácia frekvenčnej modulácie Záver Zoznam použitej literatúry Zoznam pouţitých obrázkov dostupných na internete Zoznam príloh

10 1 Úvod Ľudia sa uţ v praveku snaţili dorozumievať a podávať si správy na diaľku. Prvými doručovateľmi správ boli poslovia (beţci). S pokrokom ľudstva vznikal dopyt po rýchlom a kódovanom prenose správ. Začali vznikať zvukové, dymové a svetelné signály. V dejinách ľudstva sa aţ na konci 19. storočia začali robiť pokusy a objavovať vynálezy, ktoré viedli k rozšíreniu bezdrôtovej rádiovej siete. Prenos hlasu a dát pri rádiovom vysielaní je zabezpečený pomocou modulovania elektromagnetických vĺn pohybujúcimi sa rýchlosťou svetla. Vyuţívanie bezdrôtovej rádiovej komunikácie stále narastá, vďaka technologickému rozvoju a moţnosti komunikácie na veľké vzdialenosti bez potreby nákladného a zloţitého fyzického spojenia. Kaţdý komunikačný systém v zjednodušenej forme pozostáva z vysielača, prenosovej cesty a prijímača. Výkon tohto systému veľmi závisí na kvalite kaţdého bloku a vplyve prenosovej cesty na prenášaný signál. Dnes si ani nevieme predstaviť dnešný moderný svet akoby vyzeral bez neustálej výmeny veľkého mnoţstva informácií, ktoré sú distribuované cez noviny, bezdrôtovú komunikačnú sieť a internet [5]. Cieľom tejto práce je oboznámiť s architektúrami súčasne pouţívaných rádiových prijímačov. Vystihujúce princípy spracovania signálu (modulácie, demodulácie a zmiešavania) boli simulované v programe Micro-Cap 9 (ďalej MC-9), ktorý slúţi na prehľadnú počítačovú simuláciu a analýzu elektronických obvodov. 10

11 2 Základné rádiové prijímače Rádiový prijímač je elektronický obvod, ktorý prijatý signál z antény odfiltruje pouţitím elektronického filtra, kde filter utlmí signál mimo pracovný kanál. Ďalej sa prijímaný signál zosilní zosilňovačom na úroveň potrebnú na ďalšie spracovanie. Následne sa signál skonvertuje s pouţitím demodulátora a dekóduje sa na formu pouţiteľnú pre koncový stupeň. 2.1 Detektorový prijímač Vývojovo najstarší a súčasne najjednoduchší rádiový prijímač je detektorový prijímač znázornený na Obr a). Na jeho vstupe je zapojený pasívny selektívny vstupný obvod, ktorý zo všetkých signálov prijatých anténou vyberie iba ţiadaný signál určitej frekvencie. Ďalej je zapojený detektor, ktorý je vyuţiteľný iba na príjem relatívne silných signálov. V porovnaní s ostatnými prijímačmi jeho výhodou je moţnosť dosiahnuť príjem veľkej šírky pásma [1]. Obr. 2.1: Blokové schémy vybraných rádiových prijímačov [1] 11

12 2.2 Priamozosilňujúci prijímač Ďalším jednoduchým typom je priamozosilňujúci prijímač, znázornený na Obr b). Ten spracováva prijímaný signál bez frekvenčných úprav. Najčastejšie ide o spätnoväzobný audión (zosilňovač signálu), ktorý spätnou väzbou získava citlivosť a selektivitu a zároveň zabezpečuje detekciu prijímaného signálu. Okrem audiónu môţe mať jeden alebo niekoľko stupňov vysokofrekvenčného a nízkofrekvenčného zosilnenia. Je vhodný na príjem AM (rádiovú amplitúdovú moduláciu) a CW (Continuous Wave, Označenie pre rádiovú telegrafiu). Nevýhodou je, ţe citlivosť aj selektivita klesajú s prijímanou frekvenciu takmer lineárne. Z toho vyplýva, ţe ak sa prijímaná frekvencia zvýši napríklad trikrát, citlivosť aj selektivita klesnú tieţ trikrát. Preto je vhodný iba na niţšie frekvencie. Prakticky sa pouţíval v amatérskej praxi do konca 50-tych rokov 20. storočia [6]. Na vstupe tohto prijímača je pasívny vstupný obvod. Nasleduje vysokofrekvenčný zosilňovač, ktorý pri dostatočne veľkom zosilnení umoţňuje zväčšiť celistvosť prijímača a súčasne i jeho selektivitu, to znamená schopnosť potlačiť neţiaduce signály. Nasleduje detektor, ktorý detekuje vysokofrekvenčný signál. Realizácia selektívneho preladiteľného z vysokofrekvenčného zosilňovača zo ziskom 50 aţ 100 db je veľmi náročná, preto sa priamozosilňujúce prijímače dnes vyskytujú výnimočne [1]. 2.3 Priamozmiešavajúci prijímač Priamozmiešavajúci prijímač označovaný aj ako Zero-IF, alebo prijímač s nulovou medzifrekvenciou (pracujúci v základnom pásme) zobrazený na Obr. 2.2, je tieţ veľmi jednoduchým prijímačom vhodným na príjem CW, kde sa iba pri modulácií kľúčuje vypnutím a zapnutím nosná vlna vysielača a SSB modulácie. Citlivosť aj selektivita sú zabezpečované nízkofrekvenčným (NF) zosilňovačom. [6] Obr. 2.2: Priamozmiešavajúci prijímač (homodyn) 12

13 Demodulácia sa uskutočňuje zmiešavaním prijímaného signálu f S so signálom oscilátora f O VCO (Variable-frequency oscillator, frekvenčne premenlivý oscilátor), z ktorého vznikli dva produkty nízko a vysoko frekvenčný signál viď Obr Nízko frekvenčný signál, je prenesený cez dolnopriepustný filter, ktorý potlačí vyššiu frekvenčnú zloţku f S + f O a následne zloţka f S f O je zosilnená nízko frekvenčným zosilňovačom a spracovaná v koncovom stupni (výstup). Obr. 2.3: Spektrum pri zmiešaní f S a f O 2.4 Superheterodynový prijímač Najrozšírenejším typom je superheterodynný prijímač (superheterodyn, superhet) Úplný anglický názov je the supersonic heterodyne receiver (nadzvukový zmiešavací prijímač) zobrazený na Obr c). Superheterodynný princíp bol vynájdený v roku 1918 americkým majorom Edwinom Armstrongom vo Francúzsku počas prvej svetovej vojny [8]. Na vstupe je pasívny selektívny obvod, ktorého úlohou prepustiť zo signálov dopadajúcich na anténu iba signál v ţiadanom pásme. V nasledujúcom vysokofrekvenčnom zosilňovači je tento signál mierne zosilnený a zdvihnutý nad šumovú úroveň, ktorá obmedzuje dosiahnuteľnú citlivosť prijímača. Súčasne sa potláčajú rušivé signály leţiace vo vzdialenejšom okolí ţiadaného signálu (u signálov niţších tried býva vysokofrekvenčný (VF) zosilňovač vynechaný). V meniči frekvencií (zmiešavači) v jednej z najpodstatnejších súčastí rádiových prijímačov je prijímaný signál s frekvenciou f O premenený na medzifrekvenčný signál (MF, IF intermediate frequency) s frekvenciou f mf určenú vzťahom (2.1) a (2.2) [1], [8]: f mf = f O f s pre f O > f s (2.1) f mf = f s f O pre f O < f s (2.2) 13

14 Keď sa mení frekvencia prijímaného signálu, mení sa frekvencia miestneho oscilátora a to tak, aby medzifrekvenčná frekvencia bola stále konštantná. Čo zjednodušuje jeho konštrukciu. Za medzifrekvenčným zosilňovačom nasleduje detektor, ktorý z modulovaného medzifrekvenčného signálu získa pôvodný modulačný signál. Demodulovaný signál je potom uţ obvyklým spôsobom spracovaný v koncovom stupni. Medzifrekvenčný zosilňovač ladený na pevnú frekvenciu môţe mať veľké zosilnenie a tým môţe zaistiť prijímaču veľkú citlivosť, selektivitu a konštantnú šírku pásma. Superheterodynné prijímače majú určité nedostatky. Jedným z najváţnejších nedostatkov je náchylnosť k príjmu neţiaducich signálov, nachádzajúcich sa na parazitných prijímacích kanáloch, najviac v zrkadlovom kanáli nachádzajúcom sa na zrkadlovej frekvencii (f z ) [1]. f z = f O + f mf pre f O > f s (2.3) f z = f O f mf pre f O < f s (2.4) Pokiaľ zrkadlový signál zachytený anténou prenikne vplyvom nedostatočnej selektivity vstupného obvodu aţ na vstup zmiešavača, vytvorí rušivý medzifrekvenčný signál, platí: f z f O = f mf pre f O > f s (2.5) f O f z = f mf pre f O < f s (2.6) Ďalším závaţným parazitným kanálom je kanál na medzifrekvenčnej frekvencií f mf a ďalej kanály vytvárané druhou harmonickou 2f O oscilačného kanála Obr d) [1]. 14

15 3 Hlavné parametre rádiových prijímačov Úlohou prijímača je zachytiť vybrať a spracovať ţiadaný signál bez ohľadu na existenciu rušenia a iných okolností, ktoré príjem sťaţujú. Vlastnosti prijímačov, ktoré sú potrebné na splnenie uvedenej úlohy sú popisované pomocou rady parametrov. Aby bolo moţné zrovnávať vlastnosti jednotlivých prijímačov medzi sebou, je potrebné tieto parametre jednoznačne definovať [9]. 3.1 Citlivosť Jedným z najdôleţitejších parametrov prijímača je citlivosť, schopnosť prijímača spracovávať veľmi slabé signály Maximálna citlivosť Starší uţ nepouţívaný parameter, udáva také signálové napätie na vstupe prijímača, ktoré na štandardnej záťaţi vyvolá štandardný výstupný výkon napríklad pre rozhlasové prijímače 17 db m (50mW). Pričom signál musí byť modulovaný frekvenciou 400 Hz s modulačným indexom m = 30%.Nevýhodou definície maximálnej citlivosti je, ţe pri maximálnom zosilnení uţitočného signálu sa zosilní aj šum. Ak má prijímač veľké zosilnenie, môţe sa stať, ţe maximálnu citlivosť sa nebude dať odmerať [1] Užitočná citlivosť Postupom času sa zlepšovali vlastnosti aktívnych prvkov a rástlo zosilnenie vysokofrekvenčných stupňov prijímača, rástol aj vlastný šumový výkon na štandardnej záťaţi prijímača. Došlo k stavu kde poţadovaný výkon bol dosiahnutý i pri skratovaných vstupných svorkách prijímača, kde potom podľa definície bolo dosiahnutého stavu nekonečne veľkej citlivosti. Citlivosť obmedzená šumom sa meria pri takom vstupnom napätí, pri ktorej dosiahneme na výstupe prijímača normovaný pomer signálu k šumu. Citlivosť prijímača nie je na všetkých frekvenciách daného vlnového rozsahu rovnaká, preto sa určuje priemerná citlivosť pre kaţdý vlnový rozsah prijímača [9]. 15

16 3.2 Selektivita Selektivita je schopnosť prijímača vybrať z mnoţstva signálov nachádzajúcich sa na vstupe iba tie, ktoré prislúchajú prijímanému (pracovnému) kanálu A a ostatné signály čo najviac potlačiť. Princíp je zobrazený na Obr Je to dôleţitá vlastnosť prijímača, na ktorej základe posudzujeme schopnosť prijímača oddeliť navzájom dva frekvenčne susedné kanály, aby pri prijímaní jedného z nich druhý nerušil [10], [14]. Obr. 3.1: Úloha selektivity potlačiť kanál B 3.3 Frekvenčný (vlnový) rozsah Frekvenčné rozsahy rádiových prijímačov sa nachádzajú na pásmach dlhých, stredných, krátkych, veľmi krátkych a aţ SHF (Super high frequency označenie pre centimetrové vlny) vĺn. Vzájomný vzťah medzi vlnovou dĺţkou a frekvenciou vlny je daný vzťahom: = c f (3.1) Jednotlivé typy prijímačov sa líšia vstavanými frekvenčnými rozsahmi. Od vlnovej dĺţky a rozsahu frekvencie závisí určenie prijímača a jeho kvalitatívna a cenová trieda. Uvedené rozdelenie frekvenčného spektra Tab. 3.1 sa vyznačuje tým, ţe pre kaţdé frekvenčné pásmo sú rozdielne fyzikálne podmienky šírenia rádiových vĺn. Podrobnejšie vlastnosti jednotlivých pásiem sa nachádzajú v pouţitej literatúre [2], [24]. 16

17 Tab. 3.1: Rozdelenie vĺn podľa ich dĺţky a frekvencie Druhy vĺn Označenie Vlnová dĺžka Frekvencia miriametrové vlny (VLF) 10 km km 3 khz - 30 khz kilometrové vlny DV (LF) 1 km - 10 km 30 khz khz hektometrové vlny SV (MF) 0,1-1 km 300 khz - 3 MHz dekametrové vlny KV (HF) m 3 MHz - 30 MHz metrové vlny VKV (VHF) 1 m - 10 m 30 MHz MHz decimetrové vlny UKV (UHF) 0,1 m - 1 m 300 MHz - 3 GHz centimetrové vlny (SHF) 1 cm - 10 cm 3 GHz - 30 GHz milimetrové vlny (EHF) 1 mm - 10 mm 30 GHz GHz 3.4 Dynamický rozsah prijímača Dynamický rozsah je daný rozsahom takých vstupných výkonových úrovní rádiového signálu, ktoré rádiový prijímač prijateľným spôsobom vie spracovať, pričom v oblasti nízkych spracovávaných výkonov je dynamický rozsah obmedzený šumovým číslom (citlivosťou prijímača), zatiaľ v oblasti veľkých spracovávaných výkonov je spracovanie obmedzené kompresiou a skreslením [4]. 3.5 Iné parametre Prijímače sa môţu deliť aj podľa cieľov pouţitia, výkonu, spotreby energie, nákladmi na výrobu a rozmermi Stabilita Ďalšou dôleţitou vlastnosťou je aj stabilita, schopnosť prijímača správne spracovať prijímaný signál, pri meniacich sa vonkajších podmienkach ako teplota, tlak vzduchu, pohyb. Zaujímavým príkladom môţe byť aj Dopplerov efekt, ktorý platí aj pre elektromagnetické vlny, prejavujúci sa najmä vo vysoko frekvenčnej rádiovej komunikácií a vo vzájomne sa veľmi rýchlo pohybujúcich sústavách a to napríklad v satelitných rádiových komunikáciách (LEO druţice s nízkou kruhovou dráhou). 17

18 Pozorovateľ vníma frekvenciu f r podľa vzorca (3.2), kde f zd je frekvencia zdroja, c je rýchlosť vlny v prostredí, u je rýchlosť zdroja akou sa pribliţuje k (nehybnému) pozorovateľovi a v je rýchlosť pozorovateľa akou sa od (nehybného) zdroja pohybuje. f r = f zd c v c u (3.2) [13] Zo vzorca (3.2) vyplýva ak sa zdroj aj pozorovateľ navzájom pribliţujú, pozorovateľ vníma vyššiu frekvenciu f z a keď sa vzďaľujú pozorovateľ vníma niţšiu frekvenciu f z. Napríklad aj pri mobilnej rádiotelefónnej sieti GSM, ktorá je navrhnutá na pohyb mobilnej stanice do rýchlosti pribliţne v 250 km = 69,44 m s, pri vysielajúcej frekvencií bázovej stanice f BTS = 900 MHz bude odchýlka frekvencie spôsobená Dopplerovým javom rovná: f = u c f BTS = 69, ,33 Hz Vplyvom Dopplerovho javu na prenášaný signál sa zaoberá literatúra [2],[12],[13]. Obr. 3.2: Vplyvom Dopplerovho javu sa mení aj relatívna vlnová dĺţka elektromagnetických vĺn, nevynímajúc vlnovú dĺţku (farbu) svetla, prevzaté z externého zdroja [obr. 1]) 18

19 3.5.2 Intermodulačná odolnosť Intermodulácia vzniká na nelinearitách pri prítomnosti dvoch a viacerých signálov (Obr. 3.3). Obr. 3.3: Vznik intermodulácie spôsobený existujúcimi frekvenciami kanálov f b a f c v rozsahu frekvencií kanála f a Pokiaľ je frekvencia intermodulačného produktu mf b ± nf c, kde m, n Z, pričom intermodulácia prijímaného kanálu nastane, keď mf b ± nf c = f a, potom signál intermodulačného produktu vysielača b a c sa sčíta prijímaným kanálom [14]. 19

20 4 Základné prvky blokov rádiových prijímačov 4.1 Vstupné obvody Vstupné obvody zaisťujú odfiltrovanie neţiaducich frekvencií, hlavne zrkadlovej frekvencie, prípadne predzosilnenie vstupného signálu z antény tak, aby jeho úroveň bola zrovnateľná s úrovňou signálu miestneho oscilátora. Ladený predzosilňovací stupeň zlepšuje pomer signál/šum, ktorý obmedzuje dosiahnuteľnú citlivosť prijímača [8]. 4.2 Lokálny oscilátor Pomocou zmeny frekvencie harmonického lokálneho oscilátora sa prevádza ladenie staníc. V starých superhetoch sa pouţíval otočný kondenzátor, ale v moderných rádiových prijímačoch sa prešlo na napätím riadené oscilátory, obsahujúce ako ladiaci prvok varikap (kapacitná dióda). V súčasnosti je lokálny oscilátor súčasťou frekvenčného syntezátora [8]. Harmonické oscilátory sú elektronické zariadenia, ktoré sú zdrojom striedavého napätia, alebo prúdu sínusového tvaru. Dôleţitou vlastnosťou týchto oscilátorov je, ţe ich výstupný signál vo svojom spektre obsahuje veľmi malé mnoţstvo iných harmonických zloţiek. Preto sú predurčené pre pouţitie v meracej technike, vo vysokofrekvenčnej technike v oscilátoroch prijímačov a vysielačov a v nízkofrekvenčnej technike, najme v akustike. Na harmonické oscilátory sa v praxi kladú rôzne poţiadavky, preto je aj veľa rôznych zapojení oscilátorov harmonických kmitov s rôznymi špecifickými vlastnosťami [16]. Lokálny oscilátor pouţitý pri zmiešavaní musí byť generátor iba jednej harmonickej frekvencie, v opačnom prípade by po zmiešavaní vznikalo viac frekvenčných zloţiek. Nevýhodou viacerých frekvenčných zloţiek by bolo rozloţenie výkonu a moţné spôsobenie komplikácií so zrkadlovou frekvenciou Oscilátory LC Oscilátory s rezonančným obvodom LC sa pouţívajú oko zdroje striedavého napätia alebo prúdu s priebehom blízkym sínusovému. Rezonančný obvod (pre svoje selektívne vlastnosti ) potláča vyššie harmonické kmitočty a preto určuje s veľmi dobrou presnosťou kmitočet oscilátora aj vtedy, keď aktívny prvok oscilátora vykazuje výraznú nelinearitu. Prakticky všetky zapojenia LC oscilátorov sú odvodené z troch základných zapojení vytvorených na začiatku 20-tych rokov 20-tého storočia a pomenovaných podľa autorov zapojení Colpittsa, Hartleya a Meissnera [16]. 20

21 4.2.2 Fázový záves V moderných prístrojoch sa väčšinou pouţívajú napätím riadené (ladené) oscilátory (VCO Voltage-Controlled Oscillator) obsahujúce ako ladiaci prvok varikap (kapacitnú diódu), alebo je lokálny oscilátor realizovaný pomocou frekvenčnej syntézy PLL (Phase Locked Loop), kde je riadený pomocou kryštálového rezonátora, pri ktorom je dosahovaná veľká časová a teplotná stabilita [8]. Kryštálový oscilátor má veľkú stabilitu, jeho nevýhodou je ţe generuje frekvenciu danú jeho konštrukciou a nie je preladiteľný v širokom rozsahu frekvencie. Kryštálový oscilátor sa pouţíva vo fázovom závese ako referenčný oscilátor. Metódu PLL generovania frekvencií vyuţívajú všetky moderné prijímače a vysielače. Tento spôsob je výhodnejší z hľadiska kvality, poţiadaviek na mechanické spracovanie teda aj ceny. Fázový záves je špeciálnym typom regulačného obvodu. Jeho úlohou je regulovať frekvenciu f 2 napätím ladeného oscilátora VCO, aby bola presne definovaná násobkom f 1 riadiaceho (referenčného generátora) [17]. Princíp fázového závesu je zobrazený na Obr. 4.1, kde referenčný vstupný signál u 1 o frekvencii f 1 je generovaný pomocou kryštálového rezonátora, ktorý sa porovnáva s výstupným signálom u 2 vo fázovom detektore. Úroveň rozdielového napätia závisí od rozdielu fáz napätí vstupujúcich do fázového detektora. Po prejdení dolnopriepustným filtrom je toto napätie pouţité ako riadiace pre VCO [17]. Obr. 4.1: Princíp fázového závesu 21

22 4.3 Zmiešavač Obvodom, od ktorého sa obvykle odvíja návrh prijímača je zmiešavač. Z hľadiska signálového toku sa jedná o komplikovaný obvod, v ktorom je potrebné dosiahnuť vysokú linearitu, nutnú podmienku pre vysokú odolnosť prijímača, ktorú nie je jednoduché technologicky zrealizovať. Výstup jednoduchého (ideálneho) zmiešavača obsahuje súčet a rozdiel jeho dvoch vstupných frekvencií f výstup = f S ± f O. Kde f O je frekvencia lokálneho harmonického oscilátora a pričom si treba uvedomiť, ţe f S je prijímaný (ladený) signál z antény a teda neobsahuje iba jednu frekvenciu, ale celé pásmo frekvenčných zloţiek ako je to ukázané na Obr U ideálneho zmiešavača sa výkon delí na dve frekvenčné zloţky, ktoré obsahujú tú istú informáciu. Obvodová realizácia zmiešavača je totoţná s amplitúdovým modulátorom. Napríklad sa pouţíva amplitúdový kruhový modulátor (dvojito vyváţený diódový modulátor), ktorý potlačuje nosnú frekvenciu a z výsledku modulácie sa pre ďalšie spracovanie vyuţíva len jedno postranné pásmo (SSB Single-sideband) [4]. 4.4 Násobenie (zmiešavanie) signálov Na ukáţku násobenia signálov v programe MC-9 vyuţijeme ideálny zmiešavač a dva harmonické oscilátory V 1 a V 2 (Obr. 4.2). Obr. 4.2: Zapojenie realizované v programe MC-9 pre zmiešanie V 1 a V 2 Pričom okamţitá amplitúda signálov V 1 a V 2 je rovná: V 1 t = A 1 sin(2πf 1 t + φ 1 ) (4.1) V 2 t = A 2 sin 2πf 2 t + φ 2 (4.2) 22

23 Priebeh V 1 (t) je sínusový signál s amplitúdou A 1 = 1 V, frekvenciou f 1 = 10 khz a fázou φ 1 = 0 zobrazený na Grafe 4.1 v časovej oblasti. Graf 4.1: Sínusový signál V 1 (t) s amplitúdou 1 V a frekvenciou 10kHz Priebeh V 2 (t) je sínusový signál s amplitúdou A 2 = 1 V a frekvenciou f 2 = 3 khz v časovej oblasti (Graf 4.2). Graf 4.2: Sínusový signál V 2 (t) s amplitúdou 1 V a frekvenciou 3kHz 4.5 Fourierova transformácia Vo Fourierovej transformácii je periodický (harmonický) signál V 1 (t) vyjadrený pomocou superpozície sínusových zloţiek (rozloţený na frekvenčné zloţky). Získame funkciu V 1 (f), ktorej spektrum je zloţené z amplitúdy sínusových zloţiek v závislosti od frekvencie. Fourierov rad slúţi k zápisu akéhokoľvek periodického priebehu pomocou funkcií sínus a kosínus [25]. Zo spektra zobrazeného na Grafe 4.3 vidíme, ţe signál V 1 (t) má frekvenciu 10 khz s amplitúdou 1 V. Graf 4.3: Spektrum (frekvenčná závislosť) sínusového signálu V 1 (f) 23

24 Graf 4.4: Spektrum sínusového signálu V 2 (t) Na vyjadrenie súčinu okamţitej amplitúdy V out = V 1 (t) V 2 (t) pouţijeme rovnicu súčinu goniometrických funkcií (4.3) podľa [25]. A 1 A 2 2 sin α sin β = 1 cos α β 1 cos(α + β) (4.3) 2 2 V 1 (t) V 2 (t) = cos 2π f 1 f 2 t + φ 1 φ 2 A 1 A 2 2 cos(2π(f 1 + f 2 )t + φ 1 + φ 2 ) Vo výstupnom signály V out (t) Graf 4.5, ktorý vznikol násobením dvoch signálov V 1 (t) a V 2 (t) (kde f 2 je väčšie ako f 1 ), sa vo frekvenčnej oblasti V out (f) objavia zloţky so súčtovou a rozdielovou frekvenčnou zloţkou signálov V 1 (f) a V 2 (f) podľa rovnice (5.3). f out 1 = f 2 f 1 = 10 3 = 7 khz f out 2 = f 2 + f 1 = = 13 khz Graf 4.5: Priebeh výsledného signálu V out t, ktorý vznikol po zmiešaní V 1 (t)a V 2 (t) Graf 4.6: Spektrum signálu V out (f) Výsledné spektrum obsahuje NF (LSB, rozdielovú) a VF (USB, súčtovú) zloţku (Graf 4.6). Daná simulácia ukazuje princíp zmiešavania v rádiovom prijímači, kde signál V 1 (t) je prijímaný rádiofrekvenčný signál z antény, ktorý bol pomocou zmiešavania so signálom V 2 (t) frekvenčne posunutý a pričom vzniká súčtová a rozdielová zloţka. 24

25 Potom nasleduje zadrţanie VF zloţky filtrom. Ak na frekvenciu NF signálu sú nastavené ďalšie bloky prijímača, potom nazývame tento NF signál medzifrekvenčným, ktorý je následne spracovaný ďalšími blokmi. 4.6 Výpočet Fourierovho radu Na zistenie spektra V 1 (f) je potrebný výpočet Fourierovho radu, alebo Fourierovej transformácie z prijatého signálu V 1 (t). Na výpočet Fourierovho radu funkcie V 1 (t) je potrebné vypočítať členy a 0, a n, b n. Z rovnice (4.1) pre V 1 t môţeme vidieť, ţe funkcia má iba jeden člen Fourierovho radu a to b 1 ) Keďţe funkcia V 1 t = A sin ωt je nepárna a 0 = 0, a n = 0 ( ω = 2πf, ω = 2π T ), vyšetrujeme iba členy b n.signál V 1 t sa dá zapísať pomocou Fourierovho radu: V 1 t = a 0 + a 2 n=1 n cos nω + b n sin (nω) (4.4) b n = 2 T T 2 T 2 V 1 t sin nωt dt = 2 T Podľa vzorca uvedeného v [25] očakávame výsledok FR: π π kde Kroneckerova delta δ mn = 1 ak m = n, inak δ mn = 0. T 2 T 2 sin ωt sin (nωt)dt sin mx sin (nx)dx = πδ mn, pre m, n 1, (4.5) V našom prípade vyšetrujeme m = 1, n N (n je mnoţinou prirodzených čísel bez 0), potom podľa vzorca (4.5) sú všetky členy b n = 0, okrem člena b 1 = 1. b n = 1 π Pre všetky n N, okrem n = 1 platí: b n = 2 T T 2 T 2 π π sin ωt sin (nωt)dt = cos nωt ωt) 2 T T 2 T 2 1 cos nωt + ωt dt 2 Pre prvý integrál pouţijeme substitúciu: nωt ωt = u 1 ωn ω dt = du 1 dt = du 1 nω ω Pre druhý integrál pouţijeme substitúciu: nωt + ωt = u 2 25

26 nω + ω dt = du 2 dt = du 2 nω + ω b n = 2 T ωn T 2 ωt 2 1 cos u 2 nω ω du 1 2 T ωn T 2 +ωt 2 ωn T ωn T 2 +ωt 2 2 +ωt 2 1 cos u 2 nω + ω du 2 = 1 T nω ω sin u nπ 1 π 1 nπ +π T nω + ω sin u nπ +π 2 nπ π = 1 2nπ 2π sin nπ π sin nπ + π 1 2nπ + 2π sin nπ + π sin nπ π Platí sin x = sin (x) potom: Pre všetky n N, okrem n = 1 platí: Následne je potrebné vypočítať člen b 1 b n = 1 1 sin nπ π sin nπ + π nπ π nπ + π b 1 = 2 T T 2 T 2 n=2 b n = 0 sin ωt sin (ωt)dt b 1 = 2 T sin 2 x = T 2 T 2 Pre výpočet integrálu pouţijeme substitúciu: Potom: b 1 = 2 T 2π 2π 1 cos u 4ω du (1 cos (2x)) 2 (1 cos(2ωt)) dt 2 2ωt = u 2ωdt = du dt = du 2ω == 1 2Tω u sin u 1 +2π 2π = 1 4π podľa [26] 2π + 0 2π + 0 = 1 Výsledný Fourierov rad má iba jeden člen b 1 a to o frekvencií f 1 = 1 T 1 : : 26

27 n=1 b n = 1 (4.6) V 1 t = b 1 sin 2πf 1 t (4.7) Podľa rovnice (4.6) sa výsledok Fourierovho radu (4.7) zhoduje so zadanou rovnicou (4.1) a predpokladaným výsledkom podľa rovnice (4.5) Zrkadlová frekvencia V rádiovom príjme pri pouţití zmiešavača pri ladení príjmu vzniká neţelaná vstupná frekvencia označovaná ako zrkadlová. (Pri dvojstupňovom zmiešavaní tieţ vzniká zrkadlová frekvencia, ktorá sa pri zmiešavaní dostane do pásma spracovania signálu, ale pri spracovávaní ju ešte vyuţívame, pretoţe nesie rovnakú informáciu.) Zrkadlová frekvencia je definovaná ako potenciálny zdroj rušenia dobrého príjmu, ktoré produkuje rovnakú medzifrekvenciu (MF označovanú aj IF v anglickom jazyku), ako ţelaná ladená frekvencia, ktorá zaberá frekvenčné pásmo f výstup, následne toto rušenie prejde cez selektívne filtre, zosilňovače a detektor [4]. V štruktúre reálneho obvodu vznikajú aj násobky harmonických frekvencií f 0,f S signálu a výstupné spektrum obsahuje produkty ( nf S ± mf O ) (slabšej intenzity pre n, m 1 ). V reálnom obvode sa po zmiešaní signálov V O t a V S (t) výkon rozloţí na viac frekvenčných zloţiek, ktoré môţu obsahovať frekvencie z frekvenčného pásma (f S f O až f S ) prijímaného ladeného (informačného) signálu, tým by sa sčítavali s prijímanými zloţkami a vzniklo by rušenie signálu. Zníţiť zrkadlovú frekvenciu môţeme laditeľným filtrom pred zmiešavačom, alebo lepšie zhotoveným zmiešavacím obvodom [4]. 4.7 Medzifrekvenčný filter Pre získanie vysokej selektivity prijímača je potrebné pouţiť kvalitný úzkopásmový filter s vysokým činiteľom akosti Q s definovanou šírkou pásma. Takýto filter sa pre frekvenčné oblasti pouţívané v modernej rádiotechnike dá vyrobiť len pomerne ťaţko z kondenzátorov a cievok. Výhodnejším riešením je pouţitie keramického, alebo SAW filtra, ktorý poţadované vlastnosti ľahko dosiahne, je lacný stabilný a malý. SAW filter vyuţíva princíp povrchovej akustickej vlny (SAW Surface Acoustic Wave), ktorá umoţňuje presne namodulovať šírku a strmosť pásma filtra podľa potreby danej medzifrekvencie, takţe selektivita prijímača presne odpovedá šírke prijímaného signálu [8]. 27

28 Nevýhodou keramických a SAW filtrov je ich nepreladiteľnosť, prepúšťajú stále iba jedno pásmo. Preto je aj potrebné ladenie (prijímanú frekvenciu) prijímača nastaviť na pásmo filtra pomocou miestneho oscilátora a zmiešavača Parametre filtra Sú dve hlavné charakteristiky filtra, frekvenčné pásmo prepúšťania kde je prijímaný signál prepustený a pásmo zádrţe kde je signál potlačený. V ideálnom svete by filter mohol mať odozvu aká je zobrazená na Obr Prechod medzi pásmovou priepusťou a zádrţou je okamţitý. Taktieţ v pásmovej priepusti filter nespôsobuje ţiadne straty a v pásmovej zádrţi je signál kompletne zadrţaný [15]. Obr. 4.3: Frekvenčná charakteristika ideálneho filtra V skutočnosti nie je moţné realizovať filter s týmito charakteristikami a typický výstup z filtra je znázornený na niţšie zobrazenom Obr V reálnom filtri pásmovej priepusti existuje strata výkonu signálu. Prechod medzi pásmami nie je okamţitý. V pásmovej zádrţi nie je útlm nekonečný aj keď je veľmi veľký. Frekvenčný útlm pre jednotlivé frekvencie je zvlnený [15]. Obr. 4.4: Frekvenčná charakteristika reálneho filtra 28

29 Vo väčšine filtrov je útlm v priepustnom pásme relatívne malý. Napríklad pre kryštálový filter je typický útlm 2 aţ 3 db (záporný zisk sa označuje ako útlm). Podľa vzorca pre útlm napätia (4.8), si môţeme vypočítať pomer vstupného a výstupného napätia (V) filtra. Pre 2 db zodpovedá pomer vstupné V výstupne V 1,259. útlm = 20 log 10 vstupn é V výstupn é V (4.8) Pre úzkopásmové filtre, ktoré sú pouţívané na príjem morzeovky môţe byť tento útlm aj vyšší. Vrátiť signál utlmený filtrom na pôvodnú hodnotu sa dá pomerne ľahko a to pouţitím zosilňovača. Pre filter rádiových prijímačov sa definuje rozsah frekvencie pásmovej priepusti a to medzi bodmi, ktorými je útlm do 6 db. Pásmová zádrţ je definovaná v rozsahu frekvencie, pri ktorej je útlm vyšší ako 60 db[15] Návrh pasívneho LC filtra Podľa návrhu pásmovej priepuste LC filtra zverejneného v [3], boli vypočítané prvky obvodu pre určené vlastnosti filtra: charakteristická impedancia Z O = 50 Ω a pásmo prepúšťania 455 khz aţ 465 khz (pouţívaný v rádiovom AM vysielaní), následne bol namodelovaný v programe MC-9 Obr. (4.5). Pri zapojení filtra bez odporu R1 = R2 je nevýhodou vznik prekmitu (nelineárnosť), ktorý je zobrazený na Graf 4.7, v zapojení s odporom R1 = R2 je nevýhodou zvýšenie útlmu viď Graf 4.8. V programe MC-9 uţ je navrhnutá databáza rôznych typov obvodových realizácií filtrov s moţnosťou určovania ich parametrov, ktorými sa lepšie nastavia kritéria pre filter, pričom ich útlm pri strednej frekvencií je blízky k 0 db. Avšak reálne presne zrealizovať LC filter je ťaţké. Hodnoty kapacity kondenzátorov indukčnosti cievok sa musia naladiť. Viac o ladení cievky a kondenzátora [27], [28]. Obr. 4.5 : Zapojenie pásmovej priepuste LC ( zapojenie T-článok) s R1 29

30 Graf 4.7: Pásmová priepusť bez prekmitu (s odporom R1) Graf 4.8 : Pásmová priepusť s dvomi prekmitmi (bez zapojenia odporu R1) 4.8 Medzifrekvenčný zosilňovač Medzifrekvenčný zosilňovač je blokom rádiového prijímača, kde sa dosahuje najväčší stupeň zosilnenia signálu, čiţe má vplyv na výslednú citlivosť prijímača. Je to umoţnené tým, ţe MF zosilňovač môţe pracovať na niţšej frekvencií a zosilňuje iba potrebnú šírku pásma uţ obmedzenú kvalitným MF filtrom a nie je tak rušený neţiaducimi okolitými signálmi, ktoré by mohli spôsobovať skreslenie uţitočného signálu [8]. 4.9 Demodulátor Pouţitý demodulátor musí zodpovedať typu modulácie, ktorá je pouţitá vo vysielači. V moderných prijímačoch sa stretávame s A/D prevodom medzifrekvenčného signálu a následne demoduláciou realizovanou softvérovo v digitálnom signálnom procesore [8] Detektor Detektor je zariadenie, ktoré prijíma informáciu zakódovanú v modulovanej vlne. Tento termín pochádza z počiatkov rádiového vysielania, keď sa pouţíval Morseov kód a bolo potrebné identifikovať prítomnosť a neprítomnosť rádiovej vlny, bez nutnosti zvukového príznaku (pípania). V súčasnosti sa pouţíva výraz demodulátor, aj keď je to nesprávne pomenovanie [11]. 30

31 5 Moderné rádiové prijímače Architektúry moderných rádiových prijímačov sú delené z hľadiska veľkosti frekvencie medzifrekvencie (MF, frekvencia na ktorej sa spracováva signál) a to na dve hlavné kategórie prijímačov MF (heterodyn) a s nulovou MF( homodyn, spracovanie v základnom pásme). Ako sa moderné rádia začali vyvíjať v oblasti integrovaných obvodov, MF frekvencie začali klesať a vnikali nové rôzne architektúry s vysokou, veľmi nízkou a nulovou MF. Heterodynná topológia rádiových prijímačov je veľmi známa a rozšírená v súčasných bezdrôtových zariadeniach. V tejto topológii vstupný RF signál je skonvertovaný na MF, kde je zosilnený a odfiltrovaný pred koncovou demoduláciou nízko frekvenčného demodulátora. Typicky tento demodulátor je zhotovený pre spracovanie signálov v oblasti frekvencií niţších ako 100 MHz, preto sú niekedy potrebné dve medzifrekvenčné konverzie umoţňujúce odfiltrovanie zrkadlovej frekvencie pouţitím prídavnej MF frekvencie dostatočne odlišnej od RF signálu. V dôsledku toho viacnásobné stupne filtrovania a zosilňovania pridávajú na zloţitosti a cene prijímača [5]. Dve základné operácie prijímača je premena RF na MF signál pomocou zmiešania a demodulácia. V premene frekvencie je prijímaný signál odfiltrovaný a oddelený od rušenia a konvertovaný z nosnej frekvencie na niţšiu frekvenciu vhodnú na spracovanie demodulátorom. Demodulácia je vykonávaná na niţšej frekvencii a to buď jednoduchým sufázovým a kvadratúrnym (I/Q) demodulátorom, alebo digitálnym navzorkovaním a demodulovaním v digitálnom signálnom procesore (DSP Digital Signal Processor). Neskôr prípustnejšie na pouţitie komplikovaných modulačných schém a komplexných demodulačných algoritmov. Hlavné zameranie moderných komunikačných zariadení je poskytnúť vyššiu integráciu (funkcionalitu) na čipe (integrovanom obvode). Pouţitie nízko MF, alebo eliminácia MF frekvencie má veľa komplikácií pre architektúru prijímačov. Nízko MF prijímače kombinujú výhody nulovej MF a MF architektúry. Môţu dosahovať výhody MF prijímačov, dosiahnutím vysokej integrácie (nachádzajúcich sa v nulových MF prijímačoch) [5]. 31

32 5.1 Moderné superheterodynové prijímače Superheterodynové prijímače sú uţ dlho pouţívané a populárne uţ od počiatkov rádiovej komunikácie. Na Obr. 5.1 je schematická reprezentácia superheterodynu. V tejto architektúre môţe byť pouţitý jeden, alebo dva stupne transformácie z prijímaného RF (rádio frekvenčného) signálu. V heterodynových prijímačoch je hlavným problémom potlačenie neţiaducich zrkadlových signálov. Jedna z metód na potlačenie zrkadlovej frekvencie je pouţitie vysokofrekvenčného filtra (hornej priepuste) s vysokým činiteľom kvality Q. Je veľmi ťaţké integrovať tento filter na integrovaný obvod, existujúce riešenia sú veľmi drahé a náchylné na chyby. V týchto prijímačoch je dôleţité potlačenie zrkadlových frekvencií pred transformáciou do MF. To je zvyčajne realizované pomocou pouţitím vysokofrekvenčných filtrov. Po transformácií do MF, sa zvyčajne musí uskutočniť kvalitná filtrácia, pri ktorej je nutné pouţiť filtre vyššieho rádu, ktorá je prevedená vo väčšine moderných prijímačov pomocou keramického rezonátora [5]. Obr. 5.1: Základná bloková schéma superheterodynového prijímača Popis blokovej schémy: anténou sa príjme vysielaný signál, vysoko kvalitným laditeľným hornopriepustným filtrom (nedosahuje aţ také dobré vlastnosti ako nepreladiteľný keramický filter) sa prepustí ţelaná RF frekvencia, ktorá je zosilnená RF zosilňovačom. Ţelaná RF frekvencia je pomocou laditeľného harmonického oscilátora zmiešaná (preloţená) na MF frekvenciu, čím sa prijímaný (informačný signál) preloţí na frekvenciu, na ktorej prepúšťa nepreladiteľný keramický filter, ostatné harmonické zloţky potlačí, následne je analógový signál A/D (analógovo-digitálnym prevodníkom) prevedený na digitálny signál, ten je potom spracovaný (demodulovaný) v digitálnom signálnom procesore [5]. Na Obr. 5.2 je ukázaná schéma demodulovania MF I/Q signálu na I sufáznu a Q kvadratúrnu zloţku pomocou zmiešavača. I a Q zloţky sú potom spracované DSP procesorom. 32

33 Obr. 5.2: Demodulácia signálu MF s DSP 5.2 Prijímače s potlačením zrkadlového pásma Jednou z hlavných nevýhod heterodynových prijímacích topológií je interferencia s neţiaducim zrkadlovým postranným pásmom (obrazom). Frekvencia zrkadlového postranného pásma sa nachádza na opačnej strane ako ţiadaný signál, zrkadlovo otočená okolo frekvencie lokálneho oscilátora. V zmiešavači podľa vzorca (2.5), alebo (2.6) sa zrkadlové postranné pásmo konvertuje smerom nadol do MF pásma. Pre dosiahnutie prijateľnej kvality prijímaného signálu, väčšina moderných rádiových prijímačov vyţaduje útlm zrkadlovej frekvencie o 60 aţ 90 db. Tradičnou metódou potlačenia zrkadlovej frekvencie je pouţitie filtra s pásmovou zádrţou v oblasti zrkadlovej frekvencie (obrazu). Avšak kvôli prísnym poţiadavkám, je potlačenie zrkadlového pásma väčšinou uskutočnené pomocou kombinácie filtrovania a zmiešavacích techník. Rôzne topológie na potlačenie zrkadlového príjmu sú špeciálne dôleţité pre vývoj integrovaných riešení a zníţení počtu externých komponentov, ktoré sú väčšinou pouţité kvôli filtrom. Dve najznámejšie architektúry sú Hartleyho a Weaverova. Tieto techniky, ktoré sú ďalej popisované, beţne dosahujú potlačenie zrkadlového pásma okolo 30 aţ 35 db [5] Hartleyho architektúra Bloková schéma Hartleyového potlačenia zrkadlového pásma je zobrazené na Obr Vysokofrekvenčný (RF, rádiový) signál je konvertovaný dvoma kvadratúrnymi signálmi lokálneho oscilátora. Výsledné MF signály sú následne odfiltrované od neţiaducich frekvencií dolnopriepustným filtrom. Následne je jeden signál posunutý o 90, ďalej sú signály sčítané. 33

34 Hlavným problémom Hartleyho architektúry je citlivosť na fázovú a amplitúdovú nerovnosť medzi kvadratúrnymi zmiešavačmi, nerovnováhou hornej a dolnej cesty, alebo v posúvači fázy [5]. Obr. 5.3: Hartleyho potlačenie zrkadlového pásma Weaverova architektúra Blokové zapojenie architektúry Weaver je zobrazené na Obr Toto zapojenie vyuţíva prídavný pár zmiešavačov na uskutočnenie fázového posunu pred MF sčítaním. Pouţitie druhého radu zmiešavačou prináša riziko vzniku zrkadlového obrazu, ktorý musí byť vhodne frekvenčne naplánovaný a odfiltrovaný. Pouţitie nuly ako druhej MF môţe odstrániť problém zrkadlového obrazu. Architektúra Weaver je tieţ citlivá na nesymetriu fázy a amplitúdy. Weaverova architektúra je schopná dosiahnuť lepšie potlačenie zrkadlového obrazu, pretoţe na rozdiel Hartleyho zapojenia nemá amplitúdovú nezhodu spôsobenú fázovým posuvom.[5] Obr. 5.4: Weaverove potlačenie zrkadlového pásma 34

35 5.3 Prijímače s nulovou medzifrekvenciou Obr. 5.5 zobrazuje blokové zapojenie priamozmiešavajúceho prijímača. V prípade priamozmiešavajúceho prijímača je poţadovaný signál priamozmiešaný na základné pásmo. V tomto systéme sa zrkadlový obrazový signál stane súčasťou poţadovaného signálu. Oba sú vzájomnými zrkadlovými obrazmi otočenými okolo bodu f = 0 výkonovej spektrálnej hustoty PSD (z angl. Power Spectral Density). Frekvenčná charakteristika je zobrazená na Obr Tento problém riešime dvojitým zmiešaním nadol s jedným sínusovým a kosínusovým priebehom [5]. Obr. 5.5: Blokové zapojenie prijímača s nulovou MF Obr. 5.6: Frekvenčná charakteristika nulového MF prijímača 35

36 5.4 Prijímač s nízkou medzifrekvenciou Na Obr. 5.7 je zobrazený prijímač s nízkou MF. Vývoj topológií s nízkou MF začal s cieľom skombinovať výhody MF a nulových MF prijímačov. Pri pouţití dvoch zmiešavačov na niţšiu frekvenciu MF, bude zrkadlový obraz na dvoch MF frekvenciách. Preto potlačenie zrkadlového obrazu môţe byť prenesené na nízko frekvenčnú MF časť. To eliminuje potrebu pouţitia veľmi kvalitného filtra na vstupe. MF filter sa stane nízko kvalitným(q = 1 alebo 2) pásmovým filtrom, ktorý je veľmi ľahko integrovateľný na čip [5]. Obr. 5.7: Blokové zapojenie prijímača s nízkou medzifrekvenciou 5.5 Porovnanie jednotlivých architektúr Kaţdá architektúra má svoje pozitíva a negatíva, ktoré je potrebné zváţiť pri návrhu vhodnej architektúry pre Rx. Súčasne pouţívané architektúry rádiových prijímačov sú porovnané v Tab Na Tab. 5.2 je zobrazené výkonové porovnanie dvoch architektúr vysielača/prijímača Bluetooth a b, viac informácií k jednotlivým prijímačom a ich porovnaniu je v [5] a [21] 36

37 Tab. 5.1: Porovnanie vlastností rôznych Rx Typ architektúry Rx Výhody Nevýhody Superheterodyn Potlačenie postranného pásma (Hartley a Weaver) Nulová-MF Nízka-MF + Spoľahlivé vlastnosti + Flexibilný frekvenčný plán + Žiadna jednosmerná zložka a 1/f šum + Nízko nákladový + Žiadna jednosmerná zložka a 1/f šum + Vysoká integrovateľnosť + Nízko nákladový + Jednoduchý frekvenčný plán pre multi-štandardné prijímače + Vysoká integrovateľnosť + Žiaden problém so zrkadlovou frekvenciou + Nízko nákladový + Vysoká integrovateľnosť + Nízka jednosmerná zložka a 1/f šum - Drahý, veľký a s vysokou spotrebou - Zložité použitie SAW filtrov pre multi-štandardné prijímače - Kvadratúrna konverzia z RF do základného pásma - Trpí prvým a sekundárnym obrazom - Úzkopásmový (Hartley) - Vysoká rovnosť I/Q zložiek - Kvadratúrna konverzia z RF do základného pásma - Problém s jednosmernou zložkou a 1/f šumom - Problém so zrkadlovou frekvenciou - Kvadratúrna konverzia z RF na MF a dvojnásobná kvadratúrna konverzia z MF na základné pásmo Typ architektúry Rx Tab. 5.2: Výkonové porovnanie vysielača/prijímača Bluetooth a b Bluetooth b Dvojnásobná konverzia s nízkou MF - Dvojnásobná konverzia s nulovou Typ architektúry Tx Priamozmiešavajúci Priamozmiešavajúci Integrácia Vysielač/prijímač Vysielač/prijímač Technológia čipu 0,18 μm CMOS 0,18 μm CMOS Napájacie napätie 1,8 V 1,8 V Obsah čipu 16 mm 2 16 mm 2 Citlivosť 80 db m 80 db m Max a min zisk zosilňovača db m db m Príkon Rx 108 mw 108 mw Príkon Tx 72 mw 126 mw MF 37

38 Na Obr. 5.8 sú zobrazené relatívne početnosti rôznych architektúr bezdrôtových prijímačov, alebo vysielačov pouţívane v súčasných zariadeniach, ktoré sú definované pre rôzne štandardy [7]: GPS (Global Positioning System, globálny polohový systém), je to satelitný navigačný systém určený na zistenie presnej polohy uţívateľského GPS AMPS (Advanced Mobile Phone System, vylepšený mobilný telefónny systém) je uţ nepouţívaný analógový mobilný systém prvej generácie (1G) sietí pouţívaný prevaţne v Severnej Amerike GSM (Global System for Mobile Communications, globálny systém pre mobilnú komunikáciu) je označenie pre mobilné telefónne siete druhej generácie (2G) Edge (Enhanced Data rates for Global Evolution, zvýšené dátové rýchlosti pre globálny vývoj (GSM)) ide o rozšírenie GSM sietí so snahou zvýšiť dátovú priepustnosť CDMA (Code Division Multiple Access, viacnásobný prístup s kódovým delením) štandard mobilných telefónnych sietí, ktorý pouţíva menšiu šírku pásma 1,25 MHz, oproti WCDMA so šírkou pásma 5 MHz WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access, širokopásmový viacnásobný prístup s kódovým delením) je štandard 3G sietí mobilných telefónov Štandard IEEE x popisuje rôzne druhy bezdrôtových miestnych sietí, nazývaných wifi (WLAN, Wireless Local Area Network) Bluetooth technológia slúţi na nadviazanie spojenia medzi dvoma blízko nachádzajúcimi sa zariadeniami, napríklad mobilným telefónom a osobným počítačom (náhrada káblového USB rozhrania) UWB (Ultra Wide Band, ultra-širokopásmové siete) táto technológia pouţívajúca široké pásmo (spektrum) má byť náhradou pomalšieho rozhrania Bluetooth Štandard IEEE definuje komunikačný protokol ZigBee, ktorý je tieţ navrhnutý pre sieť WPAN (wireless personal area network, bezdrôtové osobné siete), ako Bluetooth a UWB a je charakteristický s extrémne nízkou spotrebou, mohol by získať prevahu v aplikáciách vyţadujúcich malú spotrebu energie, ktorým stačí mala prenosová rýchlosť 38

39 Obr. 5.8: Typy architektúr vysielačov a prijímačov pouţívané v súčasných zariadeniach [7] Skratky pouţité na Obr. 5.8 pre architektúry rádiových prijímačov a vysielačov SH (Superheterodyne, superheterodyn) ZIF(Zero-IF, nulová MF) HIF (High-IF, vysoká MF) LIF(Low-IF, nízka MF) DUAL (Dual-Conversion, dvojitá konverzia (dvojstupňové zmiešavanie z RF na MF) 39

40 6 Modulácie Modulácia je proces, pri ktorom dochádza ku zmene niektorého parametra nosnej vlny podľa zmien modulačného signálu. Kaţdý striedavý signál má tri parametre, ktoré ho charakterizujú, pozri vzorec (4.1). Zmenou týchto parametrov je moţné realizovať beţné spojité aj číslicové modulácie ako AM, SSB, QAM, FM, PM, ASK, FSK, PSK a pod. Dôvodmi pouţitia modulácií sú posuny signálu do frekvenčného pásma vhodnejšieho pre prenos (pouţitie vyšších frekvencií, ktoré majú niţšiu vlnovú dĺţku, pretoţe dĺţka antény by mala byť pribliţne rovná 4 vlnovej dĺţky), multiplexovanie dát. Modulačný signál môţe mať analógový, alebo diskrétny charakter, podľa toho rozdeľujeme modulácie na analógové, alebo digitálne. Nosný signál je vţdy analógový, najčastejšie harmonický [21]. 6.1 Klasická amplitúdová modulácia Na Obr. (6.1) je zobrazený princíp vysielania AM. Obr. 6.1: Vysielanie pouţitím klasickej amplitúdovej modulácie Informačný signál je zmiešaný s nosným signálom a produkuje plný AM signál na vysielanie. Potom prijímač musí spracovať prijímaný signál demoduláciou a reprodukovať signál. Klasické AM vysielanie má niekoľko nevýhod. Šírka pásma má zbytočne dve identické postranné pásma na kaţdej strane nosnej frekvencie. Efektivita je iba do 33%, kvôli prevencií skreslenia na strane prijímača pri demodulácii. Nosný signál je vysielaný aj keď neobsahuje ţiadnu informáciu.[22] 40

41 6.2 SSB Princíp SSB je zobrazený na Obr. 6.2, keď nie sú potrebné dve postranné pásma, jedno pásmo je odfiltrované filtrom typu pásmová priepusť. Obr. 6.2: Vysielanie pouţitím AM s jedným postranným pásmom (SSB) Filter typu pásmovej priepusti odfiltruje LSB (lower side-band, niţšie postranné pásmo) a nosnú frekvenciu zo spektra. Zvyšný signál USB (upper side-band, vyššie postranné pásmo) je anténou vysielaný do éteru. Prijímač zobrazený na Obr. 6.3 nedokáţe demodulovať signál ako je prijatý, najprv ho musí v zmiešavači nosným signálom vrátiť na MF, na ktorej pracuje demodulátor. [22] Obr. 6.3: Prijímanie modulovaného signálu s SSB Výhodou SSB oproti AM modulácií je odfiltrovanie zrkadlového a nosného signálu, čím sa ušetrí frekvenčné pásmo pre iné kanály a zvýši sa efektivita vysielania. 6.3 Kvadratúrna amplitúdová modulácia Kvadratúrna amplitúdová modulácia QAM (Quadrature Amplitude Modulation) je typ AM, ktorá pouţíva dve nosné frekvencie f 0 (kosínus a sínus), ktoré sú vzájomne pootočené o 90. Je to modulácia s kľúčovaním nielen amplitúdy ASK(Amplitude Shift Keying, kľúčovanie posuvom amplitúdy), ale aj fázy PSK (Phase shift keying, kľúčovanie fázovým posunom). Touto moduláciou sa dajú prenášať dva nezávislé signály jedným pásmom, čím sa 41

42 ušetrí šírka pásma. Pri potlačení oboch nosných frekvencií je energeticky výhodná. K demodulácií je potrebný synchrónny demodulátor, ktorý oddelí sufáznu (I) a kvadratúrnu (Q) zloţku z prijatého signálu a detektor, ktorý určí prijatý stav. Na Obr. 6.4 je ukázaný rozklad RF signálu na I/Q zloţky v programe LabView (v prílohe Iq_data.vi). Vysvetleniu teórie I/Q zloţiek sa venuje [29]. Obr.6.4: Ukáţka I a Q zloţiek v LabView Pouţívané modulácie v súčasných štandardoch Wifi, WiMAX, DVB-T (Digital Video Broadcasting Terrestrial, digitálne televízne vysielanie) a iných sú napríklad BPSK, QPSK, viac stavové QAM a ich rôzne modifikácie. Pričom platí pravidlo čím má viac stavov modulácia, tým je informácia náchylnejšia na rušenie Základná (štvorstavová) QAM modulácia aj demodulácia je realizovaná podľa zapojenia na Obr. 6.5, kde aj viac stavová QAM by mohla byť realizovaná v uvedenom zapojení pridelením viacerých stavov modulačnému signálu sufáznej a kvadratúrnej zloţky (zobrazenej na Grafe 6.1 a 6.2). 42

43 Obr. 6.5: Realizácia kvadratúrnej amplitúdovej modulácie a demodulácie v programe MC-9 Graf 6.1: Sufázny modulačný signál Graf 6.2: Kvadratúrny modulačný signál Vo výstupnom signály z modulácie Graf 6.3 sa neprejavilo kľúčovanie amplitúdy, kvôli zvoleným hodnotám modulačných signálov. Graf 6.3: Výstupný signál z modulácie s kľúčovaním fázy Na grafe 6.4 je zobrazená fáza výstupného signálu z modulácie, ktorá je generovaná pomocou nosných signálov, ktoré vytvárajú schodíky a pomocou modulačných, ktoré len pri zmene stavu ovplyvnia fázu. 43

44 amplitúdy. Graf 6.4: Fáza Grafu 6.3 výstupného signálu z modulácie Na grafe 6.5 je zobrazený výstupný signál z modulácie v ktorom je vidieť aj kľúčovanie Graf 6.5: Výstupný signál z modulácie s kľúčovaním amplitúdy a fázy Následne na Grafoch 6.6 a 6.7 je zobrazená demodulovaná sufázna a kvadratúrna zloţka signálu zobrazeného na Grafe 6.3. Graf 6.6: Demodulovaná sufázna zloţka zo signálu zobrazenom na grafe 6.3 Graf 6.7: Demodulovaná kvadratúrna zloţka zo signálu zobrazenom na grafe

45 6.4 Frekvenčná modulácia Frekvenčná modulácia je modulácia, pri ktorej sa mení frekvencia nosnej vlny, amplitúda a fáza zostávajú konštantné Obr Pôsobením okamţitej hodnoty modulačného signálu sa mení veľkosť frekvencie nosnej vlny. Typ FM BFSK (binárne kľúčovanie frekvenčným posunom) môţe byť realizované pomocou dvoch zdrojov s niţšou (logická 0) a vyššou (logická 1) frekvenciou, ktoré sa pri modulácii prepínajú [23]. Obr. 6.6: Princíp digitálnej modulácie FSK 45

46 6.5 Demodulácia frekvenčnej modulácie Napríklad pre generovanú frekvenčnú moduláciu BFSK zobrazenú na Obr. 6.7, kde signál s niţšou frekvenciou predstavuje logickú 0 a signál s vyššou frekvenciou logickú jednotku sa jednoduchá demodulácia, môţe realizovať pomocou hornopriepustného filtra zobrazeného na Obr. 6.8, ktorý utlmí niţšiu frekvenčnú zloţku. Výstupný signál z filtra je zobrazený na Obr. 6.9, ktorý sa stal typom ASK, ktorého demodulácia sa uskutočňuje dvojcestným usmernením a vyhladením. Viacej informácií o moduláciách sa nachádza v literatúre [8]. Obr. 6.7: Modulovaný signál nesúci binárnu informáciu 1,0,1 Obr. 6.8: Jednoduchý hornopriepustný RC filter Obr. 6.9: Demodulovaný signál z FSK, ktorý sa ďalej spracuje ako ASK *V prílohe sa nachádzajú jednotlivé ukáţky zmiešavania, filtra a QAM modulácie realizované v programe MC-9 a ukáţka I/Q zloţiek v programe LabView (ktorá bola prebratá z [29]). 46