Prefaţă. Liviu Soflete, YO2BCT

Transcription

1 Prefaţă Prezenta lucrare încearcă să prezinte sintetic domeniul vast al surselor în comutaţie, domeniu cu o dezvoltare dinamică, ilustrată şi prin numărul de teze de doctorat care au ca subiect surse în comutaţie. In multe aparate electronice, casnice sau industriale, fabricate astăzi este posibil să găsim surse în comutaţie. Din cauza vastităţii subiectului am încercat să mă concentrez aupra unor domenii mai restrânse, pe altele prezentându-le doar cu titlu informativ şi nu am reluat subiecte tratate în multe alte lucrări (ex. calcule termice) ci am făcut trimiteri bibliografice. Lucrarea tratează în principal funcţionarea surselor în comutaţie, insistându-se pe înţelegerea fenomenelor, mai ales cele legate de comportarea la impulsuri de curent şi tensiune a circuitelor cu inductanţe. Chestiunile legate de determinarea analitică a valorilor tensiunilor şi curenţilor, de dimensionarea componentelor, nu au fost detaliate, presupunînd că cititorul a studiat în prealabil lucrarea [1], a cărei lecturare o recomandăm cu insistenţă. Am încercat să acopăr şi domeniile netratate în [1], dar care prezintă o similitudine cu subiectul (ex. amplificatoarele clasa D, convertoarele de frecvență) sau chiar au o legătură directă (convertoare ZVS, corecţia factorului de putere). Lucrarea se adresează în special tehnicienilor şi electroniştilor constructori, studenţilor, tuturor celor cu spirit creator, interesaţi de surse în comutaţie, ca hobby sau ca sarcină profesională, şi nu în ultimul rând radioamatorilor. Lucrarea are un caracter de iniţiere; din cauza dinamismului domeniului aflat în plin progres, pentru realizarea unor proiecte noi, cu performanţe la nivelul de vîrf al tehnicii, este absolut necesară studierea documentaţiei de firmă. Pe Internet se pot consulta foile de catalog sau notele de aplicaţii ale produselor de ultimă generaţie oferite de firmele cu renume în acest domeniu. Realizarea unor montaje performante, fiabile şi ieftine este posibilă numai prin utilizarea celor mai noi scheme şi componente (electronice, materiale magnetice, componente pasive), ale căror perfomanţe cresc continuu. Un spaţiu destul de mare a fost alocat prezentării unor scheme reale, realizate de fabrică sau de autor, împreună cu câteva indicaţii constructive. Prima versiune a acestei lucrări (nepublicată) a fost elaborată în anul 2002, la îndemnul regretatului V. Ciobăniță YO3APG; actuala versiune este actualizată și completată cu componente și montaje mai noi. Lucrarea se va publica pe site-ul CNC prin apariții lunare, pentru a permite reformularea-updatarea unor capitole și clarificarea unor eventuale probleme ridicate de cititori. Sper ca lucrarea să fie o lectură interesantă şi un ajutor pentru cei care se hotărăsc să abordeze domeniul surselor în comutaţie, ca proiectanţi, constructori, depanatori sau utilizatori. Liviu Soflete, YO2BCT 1

2 CUPRINS 1. Principii de bază 2. Tipuri de surse în comutaţie 3. Schema bloc a unei surse în comutaţie 4. Comparaţia cu alte soluţii de conversie a energiei 5. Tipuri de scheme 6. Sursa flyback cu izolare 7. Sursa forward cu izolare 8. Sursa în contratimp 9. Corecţia factorului de putere 10. Variatoare de tensiune continuă 11. Amplificatorul în clasă D 12. Componente electronice utilizate pentru comutaţie 13. Comanda comutatorului 1. comanda tranzistorului bipolar 2. comanda tranzistorului MOSFET 3. comanda IGBT 4. transformatorul de impuls 5. formarea impulsurilor modulate în durată 14. Comutarea la tensiune zero (ZVS) 15. Matrice de comutatoare 16. Elemente auxiliare ale schemei 1. alimentarea părţii de comandă 2. limitarea curentului de pornire 3. cuplarea tensiunii de reacţie 4. pornirea lentă (soft start) 5. limitarea solicitărilor de comutaţie 6. filtre de intrare şi ieşire 7. sincronizarea 8. remote control 17. Stabilitatea surselor în comutaţie 18. Scheme concrete de surse în comutaţie 19. Probleme constructive 1. transformatorul de putere 2. alegerea componentelor montajului 3. ecranarea 4. reducerea cuplajelor parazite 20. Stadiul actual şi tendinţe de dezvoltare 21. Bibliografie 22. Anexe 1. Principii de bază În multe aplicaţii energetice, parametrii la care este accesibilă energia electrică a sursei de alimentare (tensiune, frecvenţă, formă de undă) nu sunt convenabili pentru utilizare sau transport şi se impune o modificare a lor. Desigur, modificarea este de dorit să se facă cu un randament cât mai bun, iar instalaţia (aparatul) care realizează modificarea să fie uşor de fabricat, cu costuri ( de fabricaţie şi de exploatare ) mici, cu gabarit redus şi fiabilitate ridicată şi să nu producă perturbaţii electromagnetice. De exemplu generarea energiei electrice cu 2

3 instalaţii magnetohidrodinamice, panouri fotovoltaice sau cu pile de combustie, pune la dispoziţie energia sub formă de curent continuu, incomod de transportat la utilizatori în condiţiile existenţei unei reţele de distribuţie şi transport în curent alternativ trifazat. O situaţie inversă apare la transportul energiei produsă "clasic" (cu generator sincron la Hz) spre locuri izolate (ex. pe o insulă), unde trebuie folosite cabluri subterane sau submarine scumpe, iar soluţia de conversie în curent continuu numai pentru transport (cu reconversia în curent alternativ la destinaţie) se poate dovedi rentabilă. Pentru transformarea de la o tensiune la alta a curentului alternativ, aparatul electric utilizat este transformatorul, care funcţionează pe baza legii inducţiei: tensiunea indusă într-o spiră este proporţională cu variaţia în timp a fluxului prin acea spiră. Dacă se conectează în serie mai multe spire (formând o bobină), tensiunea creşte proporţional cu numărul acestora. Dacă fluxul este produs de o altă bobină (primar = bobina alimentată cu energie) şi acest flux este variabil în timp, în bobina secundară (care debitează energie unui consumator) se va obţine o tensiune. Variaţia de flux magnetic se exprimă prin derivata fluxului în raport cu timpul (d /dt). Dacă fluxul primar are o variaţie în timp sinusoidală, şi tensiunea secundară va fi sinusoidală. Aparatul format dintr-o bobină primară, cuplată magnetic cu o bobină secundară, cu (eventual) un miez din material magnetic, se numeşte transformator. Pentru transformatorul ideal ( fără pierderi), raportul tensiunilor este dat de raportul numărului de spire. Up/Us = Np/Ns este relaţia de bază pentru transformatorul ideal în gol. În sarcină ( cînd există un curent absorbit de un consumator conectat la bobina secundară) tensiunea la borne scade ( din cauza căderilor pe rezistenţa înfăşurărilor şi pe reactanţele de scăpări - corespunzătoare fluxului creat de primar, dar care nu se închide prin bobina secundară - şi a pierderilor în miez.). Pentru transformatoarele de mare putere din reţele de transport şi distribuţie, aceste pierderi sunt foarte mici (fracțiuni de procent) şi transformatorul se poate considera ideal. Transformatorul este soluţia perfectă pentru cazul când interesează doar modificarea tensiunii. Există însă o serie de aplicaţii când transformatorul clasic nu corespunde, de expemplu, în situaţia în care gabaritul şi masa transformatorului trebuie reduse. Pentru un transformator dintr-o staţie de transformare, masa şi gabaritul nu constituie un factor limitativ, dar în cazul unui transformator montat pe un vehicol, masa lui reduce performanţele acestui vehicol. Dacă este vorba de un avion sau o rachetă, la care fiecare kilogram transportat în plus se traduce printr-o creştere masivă a preţului de exploatare, este justificat efortul de reducere a masei şi gabaritului. Care sunt căile de reducere a dimensiunilor şi masei unui transformator? Pentru o anumită putere transferată trebuie asigurat un anumit produs tensiune-curent. Curentul determină secţiunea necesară a conductorului. Reducând secţiunea, cresc pierderile şi temperatura de funcţionare, deci pentru mărirea densităţii de curent ( având în vedere că nu se pot folosi practic alte materiale decât Cu) singura soluţie este intensificarea răcirii combinată cu utilizarea unor materiale izolatoare cu rezistenţă sporită la temperatură (scumpe). Tensiunea dintr-o spiră a înfăşurării este d /dt, mărirea ei presupunând fie mărirea inducţiei maxime admise de miez (limitată de posibilităţile materialului magnetic inducția de saturație Bs, pierderi) fie mărirea vitezei de variaţie - prin creşterea frecvenţei de lucru. Iată că dintre toate posibilităţile permise de legea inducţiei, practic numai creşterea frecvenţei este abordabilă ( creşterea densităţii de curent se utilizează numai în cazuri cu totul speciale - la bobinajele din supraconductori, iar utilizarea unui transformator fără miez- care nu are deci o inducţie de saturaţie - este admisă numai în situaţia în care curentul de magnetizare foarte mare nu este un factor limitativ - la transformatoarele acordate lucrând în radiofrecventă). Factorul de reducere al dimensiunilor nu este egal cu factorul de creştere al frecvenţei, în special din cauza miezului - dacă nu se utilizează alt material trebuie redusă inducţia pentru a limita pierderile în miez, iar dacă se utilizează un material special pentru frecvenţe ridicate (ferită), acesta are o inducţie admisă mult mai mică. Deasemenea, la frecvenţe mari începe să se manifeste supărător şi efectul pelicular, care impune fracţionarea conductorului de bobinaj în mai multe fire izolate, legate în paralel (liță de înaltă frecvență), ceea ce scade factorul de umplere al carcasei (ferestrei de bobinare). Alegerea frecvenţei de lucru este o chestiune de compromis între multe tendinţe contrare; pe măsura creşterii performanţelor componentelor asistăm la o creştere a frecvenţei de lucru economice (dependentă şi de clasa de putere). Legea inducţiei nu impune o anumită formă de variaţie în timp a fluxului, respectiv a tensiunii din primarul transformatorului: transformatorul poate funcţiona cu o tensiune dreptunghiulară, triunghiulară, trapezoidală, fracţiuni de sinusoidă. Alegerea formei de tensiune depinde de schema adoptată, condiţiile de randament, conţinut de armonici permis, etc. Ideea utilizării unei frecvenţe ridicate pentru scăderea gabaritului nu este nouă: în reţelele de bord ale avioanelor generatoarele lucrează pe 400 Hz. În industria lemnului se utilizează frecvent alimentarea la peste 50 Hz, pentru a rezulta turaţii sincrone mai mari la motoarele de antrenare ale maşinilor unelte. Conversia de frecvenţă s-a realizat iniţial cu convertizoare rotative (grup motor-generator), cu convertizoare cu contacte 3

4 vibratoare sau rotative, cu aparate cu miez magnetic saturabil, cu tuburi electronice cu descărcări în gaze. Electronica de azi pune la dispoziţie componente semiconductoare care au înlocuit practic toate celelate soluţii utilizate înainte de Tipuri de surse în comutaţie Instalaţiile de schimbare a parametrilor energiei electrice pot fi de următoarele tipuri: a.- redresor - care converteşte energia de curent alternativ în curent continuu. Redresoarele pot fi cu comutaţie naturală (realizate cu diode - care conduc atunci când anodul e mai pozitiv decât catodul) şi cu comutaţie forţată (cu tiristoare - la care momentul intrării în conducţie sau /şi al întreruperii conducţiei poate fi impus) b.- invertor - care converteşte energia de CC în energie de CA. Invertorul poate genera o undă sinusoidală sau de altă formă, cu frecvenţa dorită, monofazată sau polifazată. c.- convertorul - care transformă energia de CA de o frecvenţă în energie de CA de altă frecvenţă. Convertorul poate fi de tipul: - cu transformare intermediară în CC, care este de fapt compus dintr-un redresor urmat de un invertor (ex. sursa neîntreruptibilă a unui calculator, UPS) - cicloconvertor - care transformă direct energia de o frecvenţă în energie de altă frecvenţă (de regulă mai mică). d.- variator de tensiune continuă (VTC) care transformă energia din CC tot în CC, dar la altă tensiune. VTC de mare putere s-au dezvoltat în special pentru tracţiune electrică, înlocuind sistemele de reglare a turaţiei motoarelor de CC prin reglarea câmpului cu ajutorul unor rezistenţe comutate. Pe lângă creşterea randamentului ( prin dispariţia rezistenţelor disipatoare de putere) şi creşterea confortului călătorilor (prin reglarea continuă, nu în trepte) se rezolvă optim şi problemele legate de frânare ( cu recuperare de energie) şi de evitarea patinării sau blocării roţilor. Nu vom trata scheme de cicloconvertoare, care au un domeniu special de aplicaţie ( acţionări de foarte mare putere - motoare de laminoare, mori de ciment, maşini unelte mari, sau grupuri electrogene). În literatură, terminologia aceasta nu se respectă cu stricteţe ; se utilizează curent termenul de convertor pentru orice tip de sursă în comutaţie, însoţit de indicarea tipului de tensiune intrare/ieşire (ex. convertor AC/DC este un redresor urmat de un VTC, DC/DC convertor este o sursă care transformă o tensiune continuă într-o tensiune contină de altă valoare). Din punct de vedere al formei tensiunii furnizate consumatorului, există surse în comutaţie care furnizează energia la frecvenţa de comutare (de ex. generatoarele de ultrasunete, variatoarele de turaţie pentru motoare asincrone, aparate de sudare în puncte, alimentatoare pentru lămpi fluorescente sau cu incandescenţă, instalaţii de încălzire prin inducţie) şi altele care furnizează o tensiune continuă, eventual stabilizată (stabilizatoare de tensiune, corectoare de factor de putere, redresoare pentru electrochimie). 3. Schema bloc a unei surse în comutaţie În fig. 1 este reprezentată cea mai simplă schemă bloc a unei surse în comutaţie. Fig.1. Schema bloc a unei surse în comutaţie Sursa primară de energie este presupusă a fi o sursă de curent continuu, baterie de acumulatori sau un redresor cu o capacitate de filtraj la ieşire. Comutatorul poate fi orice componentă care trece rapid (ideal instantaneu) în una din cele două poziţii posibile: închis, în care rezistenţa de conducţie este zero şi deschis, în care rezistenţa de izolaţie este infinită. Circuitul de comandă care impune bascularea comutatorului succesiv în 4

5 cele două poziţii poate fi un circuit separat sau poate fi combinat cu comutatorul (printr-o reacţie pozitivă) în realizările cele mai simple. Transformatorul este elementul care realizează conversia parametrilor energiei electrice şi poate realiza şi o separare galvanică; dacă nu este necesară separarea galvanică, uneori se poate utiliza o simplă inductanţă în locul transformatorului. Redresorul de la ieşire există sau nu, după cum sarcina alimentată necesită curent continuu, sau poate funcţiona şi în CA. O schema reală, pe baza schemei bloc fără redresor, este cea din fig.2. Fig.2. Schemă simplă de invertor Schema reprezintă un oscilator autoblocat, înfăşurarea R asigură o reacţie pozitivă care menţine tranzistorul în conducţie până când reacţia încetează datorită saturaţiei miezului sau tranzistorului. În acest moment tranzistorul Q se blochează; pe condensatorul C s-a acumulat în perioada de conducţie o tensiune cu - pe baza lui Q; C s-a încărcat prin curentul injectat în bază). Prin blocarea lui Q, curentul prin primarul P scade brusc, variaţia de flux în miez induce în P, R şi S tensiuni cu polaritate inversă faţă de perioada de conducţie. Tensiunea din S aprinde tubul fluorescent, începe să circule un curent care scade către zero o dată cu fluxul din miez. Tensiunea indusă în R menţine tranzistorul Q blocat; după ce fluxul din miez a scăzut la zero, tranzistorul rămâne în continuare blocat de tensiunea la care s-a încărcat C, până când prin divizorul R1/R2 C se descarcă şi Q este din nou adus în conducţie, după care ciclul se repetă, cu o frecvenţă dată de valorile R1,R2,C, şi datele lui Q şi ale transformatorului. Dacă sarcina trebuie alimentată în CC, la S se conectează un redresor, urmat de un filtru. De asemenea, dacă sursa primară de alimentare este reţeaua, se utilizează un redresor şi un filtru la intrare. Se redresează direct tensiunea din reţea, fără intercalarea unui transformator. Circuitul de comandă, realizat cu o schemă mai complexă sau cu un circuit integrat dedicat, permite funcţionarea cu o frecvenţă aleasă de proiectant, independentă de variaţia sarcinii sau a tensiunii de alimentare. Montajul poate deveni o sursă de tensiune stabilizată dacă tensiunea de la ieşire se aduce ca reacţie negativă la blocul de comandă. Blocul de comandă compară tensiunea de ieşire cu o tensiune de referinţă (prescriere); diferenţa celor două (semnalul de eroare) comandă lăţimea impulsului care comandă comutatorul (factorul de umplere al impulsurilor) reglând puterea medie transferată sarcinii, astfel ca tensiunea de ieşire să se menţină constantă. Schema bloc a unui stabilizator Fig.3 Schema bloc a unui stabilizator de tensiune în comutaţie. în comutaţie este cea din figura 3. Schema conţine de regulă şi circuite auxiliare: filtre pentru suprimarea perturbaţiilor, circuite de absorbţie a supratensiunilor de comutaţie, circuite de protecţie pentru regimurile periculoase (pornire, suprasarcină, scurtcircuit în sarcină sau în elementele schemei, supratensiune la ieşire, subtensiune de alimentare a circuitelor de comandă, depăşirea temperaturii admise, etc.) circuite de semnalizare a stării de funcţionare şi a regimurilor anormale. Dacă U prescriere nu este constantă în timp, ci are o valoare 5

6 variabilă, U sarcină urmăreşte valoarea prescrisă, schema funcţionând ca un amplificator, cu condiţia ca frecvenţa de comutare să fie mult mai mare decât frecvenţa de variaţie a lui U prescriere. Un asemenea amplificator se poate utiliza, de exemplu, pentru alimentarea unui etaj de putere de radiofrecvenţă lucrând în clasă C, realizând astfel modulaţia în amplitudine a semnalului de radiofrecvenţă, cu un randament foarte bun. Blocul care urmează comutatorului poate fi un transformator sau o reactanţă de acumulare a energiei. Ca reactanţă se poate utiliza o inductanţă, la care energia se acumulează în miez sub formă de câmp magnetic şi este restituită sub formă de tensiune indusă atunci când câmpul variază. Pentru puteri mici se pot utiliza şi condensatoare care sunt comutate alternativ la sursa de alimentare şi apoi la sarcină. Se pot obţine în acest fel surse, lucrând la frecvenţe ridicate, de dimensiuni atât de mici încât se pot integra pe cipul circuitului alimentat: în felul acesta se pot asigura pentru cipurile de memorii tensiunile mai mari (necesare înscrierii informaţiei) sau de polaritate inversată, dintr-o singură tensiune de alimentare pozitivă de 5V. Circuitul de comandă poate fi unul de tip digital (microcontroller) care primeşte informaţia necesară din diferite puncte ale schemei sau comenzi de la operator (sau/şi de la proces) şi printr-un soft adecvat ia deciziile necesare pentru funcţionarea optimă a schemei. În acest fel se pot obţine surse cu o anumită caracteristică tensiune/curent (necesare de exemplu pentru sudarea cu arc electric), sau pentru acţionarea unui vibrator ultrasonic, sau a unor motoare asincrone cu turaţia variabilă. Comparaţie cu alte soluţii de conversie a energiei Necesitatea modificării parametrilor energiei electrice a apărut de la începuturile utilizării ei şi şi-a găsit diferite rezolvări. O primă posibilitate, care a dominat electrotehnica circa 50 de ani a fost convertizorul rotativ - un ansamblu format dintr-un motor electric care antrenează un generator, a cărui excitaţie se poate regla prin varierea unor rezistenţe (grup Ward-Leonard) sau utilizând amplificatoare magnetice. Dezavantajele sunt: dimensiuni şi greutate mare, necesitatea înteţinerii, fiabilitate redusă, uzura lagărelor şi a periilor şi colectoarelor, zgomot şi vibraţii în funcţionare, viteză de răspuns redusă, randament scăzut, în special la puteri mici. Au existat sisteme de comutatoare mecanice, sub formă de colectoare antrenate de un motor, care pot funcţiona ca redresoare sau invertoare, cu aceleaşi dezavantaje ca mai sus (unele sisteme utilizau în locul periilor colectoare solide, jeturi de mercur lichid!).tendinţa generală în tehnică a fost de evitare a maşinilor cu părţi în mişcare şi de înlocuire a lor cu elemente de comutaţie statică, pe măsură ce dezvoltarea tehnologică a pus la dispoziţia proiectanţilor componentele necesare. Realizarea redresoarelor cu cuproxid sau seleniu a eliminat soluţiile cu maşini rotative; pentru puteri şi tensiuni mari, redresorul cu vapori de mercuri a cunoscut o largă folosire, fiind curent utilizat în tracţiunea electrică, unde poate funcţiona şi ca invertor pentru recuperarea energiei la frânare. În prezent dispozitivele semiconductoare, în special cele cu siliciu, au înlocuit definitiv toate soluţiile utilizate anterior, pentru toată gama de puteri, deoarece au gabaritul şi masa reduse, cădere mică de tensiune pe direct, tensiune inversă pe element ridicată, frecvenţă de lucru mare. Dezavantajul unei constante de timp termice reduse - de unde sensibilitatea mare la suprasolicitări chiar de scurtă durată - este acceptabil dacă sunt utilizate circuite de protecţie adecvate. Diodele, tiristoarele, tranzistoarele existente astăzi acoperă toată gama de puteri, tensiuni, curenţi, frecvenţe întâlnite în industrie şi aplicaţii casnice. 5. Tipuri de scheme După topologia schemei utilizate, o sursă în comutaţie poate fi de următoarele tipuri principale: Forward energia trece către sarcină în perioada cât comutatorul este închis Flyback cât timp comutatorul este închis energia se acumulează într-o reactanță (inductanță), după care este transferată sarcinii pe timpul cât comutatorul este deschis Boost tensiunea de ieșire mai mare decât cea de intrare Buck tensiunea de ieșire mai mică decât cea de intrare Push-pull schemă simetrică în contratimp Punte ( semipunte) schemă simetrică cu două (o pereche) de comutatoare înseriate 6

7 Sursa buck (fig.4) funcţionează în felul următor: Fig.4 Sursa buck fără izolare În timpul cât comutatorul K este închis, curentul trece prin L şi rezistenţa de sarcină, producînd la ieşire o tensiune de aceeaşi polaritate cu cea de la intrare. Curentul prin inductanţa L este egal cu cel debitat de sursa de tensiune primară Ui. El are o formă aproximativ liniar crescătoare în timp (începutul unei curbe exponențiale); curentul se divide într-o componentă care încarcă condensatorul C şi una care circulă prin rezistenţa de sarcină, ambele componente fiind crescătoare în timp. La întreruperea curentului furnizat de sursa de tensiune primară Ui prin deschiderea comutatorului K, fluxul magnetic din L tinde să scadă, tensiunea indusă în inductanţa L îşi inversează polaritatea, dioda D se deschide iar curentul liniar scăzător din inductanţă alimentează în continuare sarcina, însumat cu curentul debitat de condensator. Curentul prin rezistenţa de sarcină circulă neîntrerupt, tensiunea pe sarcină având mici ondulaţii, la fel ca şi curentul prin sarcină. Aceste ondulaţii sunt cu atât mai mici cu cât valoarea lui C este mai mare şi frecvenţa de comutare mai ridicată. Sursa buck se poate încadra în topologia forward, energia fiind transferată sarcinii pe durata cât comutatorul este închis. O sursă flyback fără izolare este reprezentată în fig.5. Fig.5 Sursă flyback fără izolare, cu inversare de polaritate. Când K este închis, tensiunea de intrare se aplică inductanţei prin care va trece un curent liniar crescător, dioda D este blocată, sarcina este alimentată numai din energia acumulată în condensatorul C. La deschiderea lui K, sursa primară nu mai debitează curent, tensiunea pe inductanţă se inversează, curentul prin inductanţă continuă să treacă în acelaşi sens, de această dată prin dioda D şi rezistenţa de sarcină, reîncărcând totodată şi condensatorul C. O sursă de tip "boost" este reprezentată în fig.6. Fig.6 Sursă "boost" 7

8 Cu K închis, tensiunea sursei primare Ui se aplică inductanţei, cu polaritatea din figură, rezultând un curent cu creştere liniară: D este polarizată invers şi nu conduce, C menţine un curent scăzător prin sarcină. La deschiderea lui K, scăderea fluxului în L duce la inversarea polarităţii tensiunii pe inductanţă, tensiune care se însumează cu cea a sursei Ui şi deschide dioda D. Curentul debitat de inductanţă se împarte între condensator pe care îl încarcă şi o componentă care alimentează sarcina. Funcţionarea normală este cu Us mai mare ca Ui. Schema este utilă pentru obţinerea unei tensiuni mai mari decât cea de intrare şi este o schemă tipică pentru corectoarele de factor de putere (PFC). Se poate încadra în topologia flyback, energia fiind transferată sarcinii pe durata deschiderii comutatorului. Sursele în contratimp (push-pull) utilizează o pereche de comutatoare care sunt închise şi deschise totdeauna în contratimp. O configuraţie posibilă ( sursa în semipunte) este reprezentată în fig.7. Fig.7 Sursă în contratimp semipunte (half-bridge) Pentru sursa în semipunte este caracteristică existenţa a două surse primare înseriate ( sau o sursă cu priză mediană; când se face o redresare de la reţea, priza mediană poate fi pe condensatorul de filtraj). Comutatoarele K1 şi K2 sunt comandate în contratimp. Tensiunea pe Rs înseriată cu L este de formă dreptunghiulară şi îşi inversează polaritatea la fiecare jumătate de perioadă. Dacă L este de valoare foarte mică (sau lipseşte) tensiunea pe sarcină are formă dreptunghiulară. Dacă în locul lui Rs se conectează un transformator, în secundarul acestuia se poate introduce un redresor bialternanţă cu care se obţine pe sarcină o tensiune continuă. Pe măsură ce valoarea lui L creşte, forma lui i tinde să devină triunghiulară, cu amplitudinea tinzînd către zero dacă L este destul de mare. În această situaţie, valoarea medie a curentului prin sarcină este zero, dacă comanda comutatoarelor este simetrică. Dacă timpii de închidere ai celor două comutatoare diferă (ex. K1 rămâne închis mai mult timp decît K2), curentul mediu prin sarcină va avea o valoare medie diferită de zero. Modificând factorul de umplere al impulsurilor de comandă, se poate obţine un curent mediu prin sarcină cu o anumită formă de variaţie în timp. Acesta este principiul de funcţionare al amplificatorului în clasă D. Curentul prin sarcină poate fi sinusoidal, cu o frecvenţă oarecare. Trei asemenea montaje în semipunte, cu funcţionarea sincronizată, pot constitui un sistem de alimentare trifazat cu frecvenţă variabilă, utilizabil pentru reglarea turaţiei motoarelor asincrone. O schemă în punte completă, ilustrată în fig.8, apelează la patru comutatoare, comandate două câte două în fază, iar perechile în contratimp, astfel încât sarcina este conectată la sursa de alimentare cu polaritate alternantă la fiecare jumătate de perioadă a semnalului de comandă. Fig.8 Schemă în punte completă 8

9 Dacă este necesară o altă tensiune în sarcină decât cea a sursei Ui, în locul lui Rs se conectează un transformator. Pentru puteri mici, se pot utiliza scheme cu comutatea unor condensatoare, care se încarcă de la sursa primară de tensiune şi apoi se descarcă pe sarcină. Se poate obţine reducerea tensiunii, creşterea ei sau inversarea de polaritate. Cele mai cunoscute sunt multiplicatoarele de tensiune realizate cu diode pe post de comutator (comutaţie naturală). Majoritatea schemelor utilizate în practică ca alimentatoare stabilizate realizează simultan şi izolarea galvanică faţă de sursa primară (reţeaua de CA), izolare impusă de normele de electrosecuritate. De aceea, în continuare vom analiza în special surse în comutaţie cu transformator de izolare. 6. Sursa flyback cu izolare In fig.9 este prezentată o schemă simplă, care conţine numai elementele strict necesare pentru explicarea funcţionării. Comutatorul este realizat cu un tranzistor bipolar; comanda se realizează prin aplicarea unei tensiuni dreptunghiulare pe bază: zero pentru comutator deschis (tranzistor blocat), respectiv o tensiune pozitivă care asigură un curent de bază suficient pentru saturarea tranzistorului ( comutator închis). Fig.9 Sursă flyback cu izolare În colectorul tranzistorului Q se află înfăşurarea primară P transformatorului Tr, prin care se aplică la colector tensiunea sursei de alimentare primare Ui. Este important de remarcat sensul de conectare al înfăşurărilor transformatorului; numai acest sens asigură funcţionarea corectă în regim flyback. Pe durata t1 (v. fig.10) Q este saturat, primarul este conectat la întreaga tensiune Ui (minus Ucesat de circa 0,5-2 V). Sub acţiunea tensiunii aplicate, prin primarul lui Tr începe să circule curentul i1, de formă aproximativ triunghiulară. Tensiunea indusă în secundar nu produce niciun curent, deoarece are o polaritate care blochează dioda D. Curentul prin sarcină is este furnizat de condensatorul C, prin scăderea tensiunii la bornele sale. La anularea tensiunii de comandă Ub, tranzistorul se blochează, fluxul din miezul lui Tr începe să scadă, tensiunile induse în înfăşurări îşi inversează polaritatea. Tensiunea din primar, înseriată cu Ui se aplică pe colectorul lui Q (cu o valoare până la 2Ui, dacă factorul de umplere t1/t e mai mic decât 0,5). Tensiunea secundară deschide dioda D şi produce un curent i2, liniar scăzător la zero. Acest curent asigură consumul în sarcină is, iar surplusul reîncarcă condensatorul C. În înfăşurările transformatorului există tensiune atît timp cât circulă i2. După trecerea timpului t3, tensiunea indusă în primar dispare, la colectorul lui Q se restabileşte tensiunea susei Ui, pe durata t4, atât tranzistorul Q cât şi dioda D sunt blocate, iar curentul prin sarcină este întreţinut numai prin descărcarea condensatorului C peste Rs. Curentul prin sarcină are o valoare medie ismed peste care se suprapune o componentă alternativă cu perioada T. Pulsaţia este cu atât mai mică cu cât T este mai mică faţă de constanta de timp C.Rs. Componenta medie a curentului din sarcină ( şi a tensiunii) depinde de factorul de umplere t1/t. Ca observaţie generală, ori de câte ori într-o bobină apare variaţie de flux, legea inducţiei acţionează astfel încât "se opune" acestei variaţii, ca urmare fluxul magnetic nu poate face salturi bruşte. Din condiţia de continuitate a fluxului, la limita între t1 şi t2, rezultă că amperspirele de magnetizare sunt egale, adică i1max.np=i2max.ns (Np =numărul de spire în primar, Ns = numărul de spire în secundar). Această funcţionare, cu i2 scăzând liniar la zero şi cu t4 mai mare ca zero face ca performanţele de comutație pretinse diodei D să nu fie prea ridicate, în special trr necesar nu este foarte mic, spre deosebire de alte scheme. Cum în general ton nu constituie o problemă, ci doar trr, rezultă că alegerea diodei D nu este deosebit de dificilă. În anumite montaje (v.fig.87) este utilizabilă chiar o diodă cu Ge (desigur una care suportă curentul de sarcină). Curentul ismed este asigurat prin impulsurile transmise de diodă (i2); din cauza factorului de umplere mic al lui i2 şi a formei 9

10 triunghiulare a acestuia, valoarea de vîrf i2max poate atinge cifre importante, chiar pentru valori relativ mici ale lui i2med. Suprafaţa triunghiului delimitat de i2 se distribuie uniform cu valoarea is med pe durata unei perioade. Dacă is med = 1A şi factorul de umplere t3/t = 0,4 (necesar pentru a avea t4 > 0 în regimul DCM) rezultă i2 max =2/0,4. 1 = 5 A, curent la care dioda D trebuie să reziste. Acelaşi raport 5 există şi în primar, înrăutăţit şi de randamentul subunitar al transformatorului şi redresorului. Deci pentru a transfera puterea P în secundar, la o alimentare cu Ui ar fi necesar un curent mediu de i = P/Ui, a cărui valoare de vîrf i1max ajunge la 6,25 i ) pentru un randament presupus de 80%. De aici rezultă unul din principalele dezavantaje ale schemei flyback şi anume utilizarea neraţională a componentelor electronice: dioda redresoare şi tranzistorul de comutaţie trebuie să suporte curenţi de 5-6 ori mai mari decât valorile medii necesare. Tranzistorul este solicitat la tensiuni care pot atinge şi depăşi dublul tensiunii de alimentare. În trecut, când tehnologiile existente nu puteau realiza tranzistoare cu proprietăţi bune de comutaţie care să reziste şi la tensiuni mari, s-a utilizat soluţia înserierii a două tranzistoare pentru realizarea comutatorului. Schema cu două tranzistoare înseriate se mai foloseşte astăzi doar rareori şi numai pentru montaje forward, deoarece elimină necesitatea înfăşurării de demagnetizare (va fi prezentată ulterior). În privinţa transformatorului Tr trebuie făcute trei menţiuni: în primul rând, transformatorul este solicitat cu o componentă continuă de magnetizare şi din această cauză, pentru evitarea saturării miezului se practică întotdeauna un întrefier, ceea ce are ca urmare mărirea inductanţei de dispersie (scăpări) dintre primar şi secundar. Aceasta înrăutăţeşte funcţionarea şi creşte supratensiunile de comutaţie, pentru a căror reducere sunt necesare circuite speciale suplimentare. Fig.10 Forme de tensiune şi curent pentru schema flyback din fig.9 A doua observaţie este că miezul transformatorului este utilizat pe curba de magnetizare numai între Bmax şi Brem, adică variaţia totală a inducţiei este mai puţin de jumătate din cea realizabilă la o schemă în contratimp (de la -Bmax la + Bmax). Aceasta duce la o utilizare neraţională a miezului transformatorului. 10

11 În sfârşit, forma de curent -impuls triunghiular- impune supradimensionarea bobinajelor transformatorului, respectiv alegerea unei densităţi de curent mult mai reduse faţă de valoarea uzuală de 2,5 A/mm pătrat utilizată la Cu în regim sinusoidal, putîndu-se utiliza valori de circa 1 A/ mm pătrat la răcire naturală. In concluzie, atît transformatorul, cât şi componentele semiconductoare trebuie supradimensionate, respectiv schema flyback nu asigură puterea maximă realizabilă cu componentele date. O "cifră de merit" din acest punct de vedere, utilă pentru a putea compara perfomanţele unei anumite scheme (topologii), se poate determina calculând puterea maximă comutată de un anumit tranzistor (care poate suporta un curent Icmax), în ipoteza alimentării de la reţeaua de 220 V CA (tensiunea redresată circa 300V). Raportul P1max/Icmax este la schema flyback egal cu 50, deci cu un asemenea tip de schemă, utilizând un tranzistor cu Icmax de 2 A se poate absorbi o putere din reţea de 100W (respectiv se poate debita în sarcină o putere de circa 80W, considerând un randament rezonabil de 80%). Acesta este ordinul de mărime pentru majoritatea televizoarelor color actuale cu CRT cu diagonala până la 53 cm, care se alimentează de regulă cu surse flyback şi utilizează tranzistoare cu Icmax de circa 2 A. Avantajele schemei flyback sunt: obţinerea uşoară a mai multor tensiuni stabilizate în secundar, diodă redresoare nepretenţioasă. Reglarea puterii transferate, respectiv a tensiunii în sarcină, se realizează prin modificarea factorului de umplerea al impulsurilor de comandă t1/t4. Fiecare impuls transferă în secundar o anumită energie; transferând mai multe asemenea "pachete" de energie în unitatea de timp, se modifică puterea medie transferată secundarului. Comanda puterii medii se poate face prin variaţia lui t1, a lui t4 sau a ambelor. t1 nu poate creşte prea mult, deoarece există pericolul saturării miezului la sfârşitul perioadei t1. Pentru i1max trebuie prevăzută o rezervă, ţinând cont de dispersia valorilor componentelor şi de variaţia tensiunii reţelei. t4 nu se poate anula complet, pentru că creşte exagerat Uce şi apar probleme la blocare diodei secundare D, montajul trecând în regimul CCM, cu cerințe mult mai ridicate privind viteza de blocare a diodei trr sub 100 ns. Deci şi pentru t4 trebuie asigurată o valoare minimă. Schema se dimensionează astfel ca să se asigure puterea necesară (ţinând cont de randament) la tensiunea minimă a reţelei. Rezultă un curent maxim prin tranzistor. Se alege tranzistorul care suportă acest curent şi are Ucemax admis de 2,5-3 ori mai mare decât tensiunea de alimentare primară maximă. Pentru alimentarea de la reţeaua de 220V CA este potrivit un tranzistor cu Ucemax = V. Schema prezentată este de tipul Discontinuous Current Mode (DCM). Curentul prin dioda din secundar atinge valoarea zero înainte de o nouă intrarea în conducție a tranzistorului comutator. Există posibilitatea funcționării și în regimul de curent neîntrerupt (CCM Continous Current Mode), în care nu mai există t4, tranzistorul comutator începând să conducă înaintea anulării curentului prin diodă. Regimul CCM impune utilizarea unei diode cu performanțe de comutație mult mai bune (trr foarte redus); schemele flyback au fost inițial numai de tip DCM. În funcţionarea unei scheme reale apar fenomene produse de comportarea neideală a componentelor. Am amintit de inductanţa de scăpări a transformatorului. Aceasta acţionează ca o inductanţă suplimentară înseriată cu primarul; efectul ei este pe perioada t1 o scădere a tensiunii aplicate primarului (partea cuplată ideal cu secundarul), iar pe perioada t2 efectul este că tensiunea autoindusă se însumează cu cea aplicată pe colectorul tranzistorului, generând un vârf de supratensiune. Inductanţa de scăpări împreună cu capacităţile parazite (ale înfăşurării, ale tranzistorului şi ale montajului) formează un circuit oscilant în care vârful de supratensiune excită o oscilaţie amortizată, cu o formă de variaţie în timp ca în fig. 11. Fig.11.Tensiunea pe colectorul unui tranzistor comutator în cazul unei sarcini inductive. Vârful de tensiune poate produce străpungerea tranzistorului comutator, dacă nu se prevăd circuite speciale de limitare. Principiul acestor circuite este "consumarea" energiei undei de supratensiune într-un circuit pasiv sau recuperarea acestei energii (retrocedarea ei către sarcină sau către sursa de alimentare). În fig. 12 sunt prezentate două tipuri de circuite disipative simple, frecvent întâlnite. Circuitul 12 a utilizează o schemă serie RC. 11

12 Fig.12 Circuite de amortizare a supratensiunilor de comutaţie (snubber) La apariţia unui salt de tensiune pe înfăşurarea primară, condensatorul absoarbe energia înmagazinată în inductanţa de scăpări, la bornele sale apărând o tensiune, cu atât mai mică cu cât valoarea lui C este mai mare. În momentul intrării în conducţie a tranzistorului, sarcina acumulată în C se descarcă prin tranzistor, apărând un curent suplimentar, limitat de R. Valorile R şi C se aleg ca un compromis între efectul dorit de amortizare a supratensiunii la blocare şi încărcarea suplimentară a tranzistorului comutator cu curentul de descărcare al lui C. Schema 12.b este mai eficace, suprimarea vârfurilor de supratensiune se face prin conectarea condensatorului C în paralel cu tranzistorul prin rezistenţa în sens direct a diodei D, iar curentul de descărcare este limitat de rezistenţa R, care poate avea valori mult mai mari decât în schema 12 a. Dioda D trebuie să fie o diodă rapidă şi să suporte vârfurile de curent şi tensiunea de pe tranzistor. În elementele schemei se disipă o putere suplimentară ( mai mică la shema 12 b), care contribuie la reducerea randamentului general. Ca ordin de mărime, schema 12a poate consuma circa 20% din puterea sursei, schema 12b circa 10%. Schema flyback se poate utiliza pentru obţinerea simultană a mai multor tensiuni, dacă se prevăd mai multe secundare, fiecare cu redresorul ei. Gradul de stabilizare este mai bun la acel secundar de la care se ia tensiunea de reacţie. Dacă schema funcţionează ca oscilator autoblocat, adică tensiunea de comandă se ia de la o înfăşurare suplimentară cuplată cu primarul, se poate obţine o protecţie simplă la scurtcircuit în sarcină, prin amplasarea judicioasă a înfăşurărilor transformatorului: lângă miez (primul) se bobinează primarul, apoi secundarul (sau secundarele, dacă sunt mai multe) şi în sfârşit înfăşurarea de reacţie (de comandă). În acest fel, la apariţia unui scurtcircuit pe sarcină sau în interiorul sursei ( dioda redresoare sau condensatorul de filtraj) cuplajul cu înfăşurarea de comandă scade mult, reacţia devine insuficientă şi oscilaţiile se opresc de la sine, protejând restul montajului. În concluzie, sursa flyback se utilizează la puteri relativ mici, şi are un "factor de merit" de circa 50. Nu utilizează optim nici tranzistorul chopper şi nici dioda redresoare, are un randament redus ( din cauza circuitelor snubber şi a formei triunghiulare a curentului). Ca avantaje se pot cita: dioda redresoare nepretenţioasă (ca viteză), posibilitatea de a obţine mai multe tensiuni satisfăcător stabilizate, o soluţie simplă pentru protecţia la scutcircuit. Majoritatea televizoarelor mici şi multe surse de monitor și laptop utilizează schema flyback. Scheme concrete de surse flyback sunt prezentate în capitolul Sursa forward cu izolare. 12

13 Sursa forward (fig.13) este caracterizată de faptul că transferul energiei spre sarcină se face în perioada de conducţie a comutatorului (t1). Fig.13 Schema unei surse forward şi formele de undă asociate In perioada când comutatorul este deschis (t2), fluxul de magnetizare al miezului scade către zero, inducînd o tensiune într-o înfăşurare specială de demagnetizare prin care circulă un curent; energia câmpului magnetic se reîntoarce în sursa de alimentare (t3). Circuitul de demagnetizare nu este important atât pentru recuperarea energiei, ci pentru limitarea supratensiunilor de comutaţie. În lipsa lui, la întreruperea curentului prin primar, tensiunea indusă în primar de variaţia de flux se adună cu cea a sursei Ui şi se aplică pe colectorul tranzistorului comutator. La sursa flyback, energia era transferată în această perioadă sarcinii; la sursa forward, tensiunea dezvoltată în secundar blocheaază diodele D1 şi D2, astfel că nu poate apare un curent în secundar. În lipsa circuitului de demagnetizare, tensiunile induse sunt limitate numai de pierderile în miez şi capacităţile din circuit. Acest tip de funcţionare se întâlneşte la etajele finale de linii din televizoare, unde se introduce intenţionat o capacitate care determină durata cursei inverse de baleiaj şi mărimea impulsului de tensiune generat la blocare, impuls care se utilizează pentru obţinerea tensiunii de accelerare a cinescopului. La sursele în comutaţie nu există asemenea capacităţi (înafara celor parazite) asfel că impulsul de tensiune ar produce sigur distrugerea unor componente ( Q, D2 sau D1). Intre înfăşurările 1 şi 3 trebuie să existe un cuplaj bun (inductanţă de scăpări minimă); de aceea, dacă condiţiile de izolaţie o permit, cele două înfăşurări se bobinează simultan (bifilar). În colectorul tranzistorului se introduc obligatoriu circuite de limitare a supratensiunilor (fig. 12), cu excepţia schemei din fig.14, unde limitarea supratensiunilor se face cu diodele D3, D4 (clamp). Schema din fig.14 se utilizează când nu se dispune de tranzistoare care suportă 2Ui ( de exemplu dacă alimentarea se face de la reţeaua de tensiune trifazată de 380 V cu redresare în punte). În această situaţie, solicitarea în tensiune a tranzistoarelor comutatoare este mai redusă, ele fiind conectate în serie; nu este necesară o înfăşurare specială de demagnetizare, pentru acest scop fiind utilizat chiar primarul. În acest fel dispare şi problema izolaţiei şi problema inductanţei de scăpări. Asemenea scheme am întâlnit în unele surse pentru sudare cu arc electric, alimentate de la rețeaua trifazată. 13

14 Fig.14 Sursă forward pentru tensiuni mari de alimentare; cele două tranzistoare sunt comandate simultan, cu impulsuri în fază. Tensiunea de pe înfăşurarea 1 îşi schimbă polaritatea în perioada de blocare, diodele D3 şi D4 permiţând circulaţia curentului de demagnetizare şi asigurând totodată şi retezarea impulsurilor de tensiune la comutarea din starea saturat în starea blocat; energia din câmpul magnetic se restituie sursei de alimentare ( cei doi condensatori înseriaţi). Pe partea secundară, pe lângă dioda de redresare D1 există şi dioda "de nul " D2. Dioda de nul (freewheel) este frecvent întâlnită în redresoarele de putere cu sarcină inductivă; ea are rolul de a permite o conducţie neîntreruptă a curentului prin inductanţa L şi rezistenţa de sarcină, pe baza energiei magnetice acumulate în inductanţa L. În perioada t2 (fig.13), tensiunea în secundar îşi inversează polaritatea, D1 se blochează, tensiunea pe L îşi inversează polaritatea, D2 se deschide, iar prin L continuă să treacă un curent, liniar descrescător. Curentul prin inductanţa L are o valoare medie, peste care se suprapune o componentă alternativă triunghiulară. Componenta triunghiulară este cu atât mai redusă cu cât L şi C sunt mai mari. Şi la sursa forward se pot obţine mai multe tensiuni în secundar, dacă se utilizează mai multe înfăşurări secundare, fiecare cu perechea de diode şi grupul LC aferent. O altă posibilitate de a obţine o tensiune auxiliară, recomandată pentru consumuri mici (semnalizare, ventilaţie) este de a construi inductanţa L ca un transformator, cu o înfăşurare secundară de pe care se poate culege o tensiune dreptunghiulară care se poate redresa şi filtra. O asemenea tensiune, care apare temporizat, după pornirea sursei şi trecerea timpului de "soft start" se poate utiliza pentru comanda comutatorului ( tiristor, releu) de şuntare a rezistenţei care limitează curentul de conectare la reţea (fig.76). Din punct de vedere al curentului, D1 şi D2 sunt mai bine utilizate decât în cazul schemei flyback (curentul are forma de impuls dreptunghiular) dar se impun cerinţe foarte severe pentru timpii de comutaţie, care trebuie să fie o fracţiune din timpul de comutare al tranzistorului, în caz contrar existând un interval de timp când ambele diode sunt în conducţie, ceea ce apare ca un scurtcircuit în sarcină şi duce la mărirea semnificativă a disipaţiei pe tranzistorul comutator. Pentru D1 şi D2 se pot utiliza diode Schottky, sau FRED sau tranzistoare MOSFET comandate (redresor sincron). Alegerea se face în funcţie de tensiunea şi curentul în sarcină, urmărind obţinerea randamentului maxim (pierderi totale - conducţie plus comutaţie - minime). Ca şi la schema flyback, transformatorul sursei forward funcţionează cu componentă continuă de magnetizare (deci se va construi cu întrefier) iar inducţia în miez variază între Brem şi Bmax. Miezul nu este deci utilizat optim, însă tranzistorul comutator este mai bine utilizat, factorul de merit fiind aici 100, din cauza formei dreptunghiulare a curentului prin tranzistor. Practic, cu acelaşi miez şi cu acelaşi tranzistor ca la schema flyback se poate obţine o putere dublă, cu preţul existenţei a două diode rapide şi a unei inductanţe de filtraj. Şi la schema forward este nevoie de existenţa unor circuite de absorbţie a supratensiunilor de comutaţie (la schema cu un singur tranzistor) care disipă putere, deci randamentul nu poate fi foarte bun. 9. Surse în contratimp 14

15 La sursele în contratimp, comanda comutatoarelor se face în contratimp: când unul conduce, celălat este blocat şi invers. Sunt posibile trei configuraţii : schema cu transformator cu priză mediană, schema în semipunte, schema în punte completă. Schema cu transformator cu priză mediană este printre primele utilizate la conversia DC/DC sau DC/AC. O schemă de acest tip este cea din fig. 15. Acest tip de schemă, cu contacte vibratoare în locul tranzistoarelor Q1 şi Q2, s-a utilizat pentru obţinerea tensiunii anodice la radioreceptoarele cu tuburi pentru automobile. Fig.15 Convertor DC/DC cu transformator cu priză mediană Tranzistoarele Q1 şi Q2 conduc pe rând: între perioadele de conducţie există un interval de timp în care nici unul dintre tranzistoare nu conduce ( dead time ). Prin modificarea factorului de umplere al impulsurilor de comandă se reglează puterea medie transferată secundarului. Conducţia prin sarcină este neîntreruptă, pe baza energiei acumulate în L (ca la sursa forward); nu este necesară o diodă de nul, fiecare din diodele secundare serveşte pe rând ca diodă de nul. Convertorul în contratimp poate funcţiona şi cu autoexcitaţie, tensiunea de comandă a tranzistoarelor obţinându-se de la o înfăşurare de reacţie, cuplată cu primarul, dar în acest caz nu mai poate realiza stabilizarea tensiunii de ieșire, factorul de umplere al impulsurilor de comandă fiind constant. Acest montaj este descris în [2] cu detalii privind funcţionarea şi dimensionarea. Dacă în secundar sarcina se conectează fără redresor, montajul funcţionează ca invertor, generând o tensiune alternativă dreptunghiulară. În [2] sunt prezentate scheme mono şi polifazate de invertoare. Convertorul autooscilant produce bascularea conducţiei în momentul atingerii saturaţiei miezului; pentru mărirea randamentului este necesară evitarea saturaţiei, caz în care transformatorul de putere lucrează liniar (nesaturat), iar tensiunea de comandă se obţine de la un transformator de excitaţie de mică putere, a cărui intrare în saturaţie nu afectează semnificativ randamentul general. Transformatorul surselor în contratimp funcţionează fără componentă de flux continuă, de aceea nu necesită întrefier (creşte inductanţa, scade curentul de magnetizare, creşte cuplajul cu secundarul şi scade inductanţa de scăpări şi fenomenele negative asociate). Excursia de inducţie exploatabilă este de la -Bmax la +Bmax, ceea ce permite mărirea de circa patru ori a puterii transferate faţă de acelaşi miez utilizat cu componentă continuă de magnetizare ( în scheme flyback sau forward). De aceea sursele de putere mare se realizează exclusiv după scheme în contratimp ( cel mai frecvent în punte). Pentru schema din fig. 15, în timpul blocării unui tranzistor, tensiunea pe celălalt poate depăşi 2 Ui, din cauza supratensiunilor generate pe inductanţa de scăpări dintre cele două jumătăţi ale primarului. Pentru amortizarea lor se utilizează circuite speciale de disipare sau recuperare a energiei. La alimentarea din reţeaua de 220V trebuie deci utilizate tranzistoare cu Uce max peste 800 V. Cu titlu informativ, menţionăm existenţa unui convertizor DC/DC, realizat după schema din fig. 15, care transformă tensiunea de intrare de 100mV ( generată de o baterie de termocuple) în tensiune de 6V utilizată pentru alimentarea unui echipament de măsură. Ca elemente comutatoare s-au utilizat aici diode tunel de curent mare, care funcţionează ca oscilator în contratimp cu rezistenţă negativă. La tensiuni atât de scăzute, nici un tip de tranzistor nu ar putea funcţiona cu un randament acceptabil şi nu s-ar putea întreţine oscilaţiile. 15