ハイサイド電流検出内蔵 高電圧 HB LEDドライバ

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1 概要 MAX16833/MAX16833B/MAX16833C/MAX16833D/ MAX16833Eは ブースト バックブースト SEPIC フライバック およびハイサイドバックトポロジ用のピーク電流モード制御 LEDドライバです LEDストリングと直列で外付けpチャネルを駆動するように設計された調光ドライバが 幅広い調光制御を提供します この機能は 過渡的な過電圧または低電圧状態になることなく LED への超高速 PWM 電流スイッチングを提供します PWM 調光に加え これらのIC はICTRLでDC 入力を使用するアナログ調光も提供します これらのICは LEDストリングのハイサイドの LED 電流を検出します RT/SYNCからグランドへの単一の抵抗が 100kHz 1MHzのスイッチング周波数を設定し RT/SYNCに容量結合された外部クロック信号によって これらのICを外部クロックと同期させることができます MAX16833/ MAX16833C/MAX16833Eでは スイッチング周波数はスペクトラム拡散アプリケーション用にディザリングすることができます MAX16833B/MAX16833Dは精度 2% の1.64Vリファレンス電圧を代りに提供します これらのICは 5V 65Vの広い電源範囲で動作し ハイパワー LEDドライバアプリケーションにおけるパワー MOSFET 駆動用の3Aのシンク / ソースゲートドライバを備えています 追加の機能には 短絡または過熱検知用の障害インジケータ出力 (FLT) および過電圧保護用の過電圧保護センス入力 (OVP) があります pチャネル調光 MOSFETと組み合わせたハイサイド電流検出によって ダメージなく LEDストリングの正端子を正入力端子または負入力端子に短絡することができます これは これらのICのユニークな機能です アプリケーション 型番 車載エクステリア照明 : ハイビーム / ロービーム / シグナルランプ / ポジションランプ日中走行灯 (DRL) フォグライトおよび適応型フロントライトアセンブリ民生 産業 および建築用照明 + は鉛 (Pb) フリー /RoHS 準拠パッケージを表します *EP = エクスポーズドパッド /V は車載認定製品を表します EVALUATION KIT AVAILABLE ハイサイド電流検出内蔵 高電圧 HB LEDドライバ 特長 ブースト SEPIC およびバックブーストシングルチャネル LEDドライバ 広い入力電圧範囲 :+5V +65V ( 最大 65Vのブースト出力 ) ハイサイド電流検出アンプ内蔵 アナログ調光用のICTRLピン ハイサイド pmos 調光 MOSFETドライバ内蔵 (LEDとの単線接続が可能) 同期運転機能を備えたプログラマブル動作周波数 (100kHz 1MHz) スペクトラム拡散アプリケーション用の周波数ディザリング (MAX16833/MAX16833C/ MAX16833E) 2% 精度の1.64Vリファレンス (MAX16833B/ MAX16833D) 200mVのフルスケール ハイサイド 電流検出電圧 短絡 過電圧 および過熱保護 障害インジケータ出力 動作温度範囲 : エクスポーズドパッドを備え熱特性を高めた 5mm x 4.4mmの16ピンTSSOPパッケージ 簡略動作回路 6V TO 18V WITH LOAD DUMP UP TO 70V 型番はデータシートの最後に続いています 本データシートは日本語翻訳であり 相違及び誤りのある可能性があります 設計の際は英語版データシートを参照してください ; Rev 3; 7/11 価格 納期 発注情報については Maxim Direct ( ) にお問い合わせいただくか Maxim のウェブサイト (japan.maximintegrated.com) をご覧ください PWMDIM PART TEMP RANGE PIN-PACKAGE FUNCTIONALITY MAX16833 PGND MAX DUTY CYCLE (%) IN NDRV CS OVP ISENSE+ PWMDIM ISENSE- DIMOUT LED+ LED- FAULT OUTPUT BLANKING MAX16833AUE+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 88.5 Yes MAX16833AUE/V+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 88.5 Yes

2 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS IN to PGND V to +70V ISENSE+, ISENSE-, DIMOUT to PGND V to +80V DIMOUT to ISENSE+...-9V to +0.3V ISENSE- to ISENSE V to +0.3V PGND to SGND V to +0.3V V CC to PGND V to +9V NDRV to PGND V to (V CC + 0.3V) OVP, PWMDIM, COMP, LFRAMP, REF, ICTRL, RT/SYNC, FLT to SGND V to +6.0V CS to PGND V to +6.0V Continuous Current on IN...100mA Peak Current on NDRV... Q3A Continuous Current on NDRV... Q100mA Short-Circuit Duration on V CC...Continuous Continuous Power Dissipation (T A = +70NC) 16-Pin TSSOP (derate 26.1mW/NC above +70NC) mW Junction-to-Case Thermal Resistance (B JC ) (Note 1) 16-Pin TSSOP... +3NC/W Junction-to-Ambient Thermal Resistance (B JA ) (Note 1) 16-Pin TSSOP NC/W Operating Temperature Range NC to +125NC Junction Temperature NC Storage Temperature Range NC to +150NC Lead Temperature (soldering, 10s) NC Soldering Temperature (reflow) nc Note 1: Package thermal resistances were obtained using the method described in JEDEC specification JESD51-7, using a fourlayer board. For detailed information on package thermal considerations, refer to japan.maxim-ic.com/thermal-tutorial. Stresses beyond those listed under Absolute Maximum Ratings may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability. ELECTRICAL CHARACTERISTICS (V IN = 12V, R RT = 12.4kI, C IN = C VCC = 1µF, C LFRAMP /C REF = 0.1µF, NDRV = COMP = DIMOUT = PWMDIM = FLT = unconnected, V OVP = V CS = V PGND = V SGND = 0V, V ISENSE+ = V ISENSE- = 45V, V ICTRL = 1.40V, T A = T J = -40NC to +125NC, unless otherwise noted. Typical values are at T A = +25NC.) (Note 2) PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS SYSTEM SPECIFICATIONS Operational Supply Voltage V IN 5 65 V PWMDIM = 0, no switching Supply Current I INQ Switching ma Undervoltage Lockout (UVLO) UVLOR IN V IN rising UVLOF IN V IN falling, I VCC = 35mA V UVLO Hysteresis 250 mv Startup Delay t START_DELAY During power-up 1024 Clock Cycles UVLO Falling Delay t FALL_DELAY During power-down 3.3 Fs V CC LDO REGULATOR 0.1mA P I VCC P 50mA, 9V P V IN P 14V Regulator Output Voltage V CC 14V P V IN P 65V, I VCC = 10mA V Dropout Voltage V DOVCC I VCC = 50mA, V IN = 5V V Short-Circuit Current I MAXVCC V CC = 0V, V IN = 5V ma OSCILLATOR (RT/SYNC) Switching Frequency Range f SW khz Bias Voltage at RT/SYNC V RT 1 V V CS = 0V; MAX16833/MAX16833B/ Maximum Duty Cycle D MAX MAX16833E only % V CS = 0V; MAX16833C/MAX16833D only Oscillator Frequency Accuracy % Synchronization Logic-High Input V IH-SYNC VRT rising 3.8 V Synchronization Frequency Range f SYNCIN 1.1f SW 1.7f SW 2 Maxim Integrated

3 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) (V IN = 12V, R RT = 12.4kI, C IN = C VCC = 1µF, C LFRAMP /C REF = 0.1µF, NDRV = COMP = DIMOUT = PWMDIM = FLT = unconnected, V OVP = V CS = V PGND = V SGND = 0V, V ISENSE+ = V ISENSE- = 45V, V ICTRL = 1.40V, T A = T J = -40NC to +125NC, unless otherwise noted. Typical values are at T A = +25NC.) (Note 2) PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS SLOPE COMPENSATION Slope Compensation Current-Ramp Height I SLOPE Ramp peak current added to CS input per switching cycle FA DITHERING RAMP GENERATOR (LFRAMP) (MAX16833/MAX16833C/MAX16833E only) Charging Current V LFRAMP = 0V FA Discharging Current V LFRAMP = 2.2V FA Comparator High Trip Threshold 2 V Comparator Low Trip Threshold V RT V REFERENCE OUTPUT (REF) (MAX16833B/MAX16833D only) Reference Output Voltage V REF IREF = 0 to 80FA V ANALOG DIMMING (ICTRL) Input-Bias Current IB ICTRL V ICTRL = 0.62V na LED CURRENT-SENSE AMPLIFIER ISENSE+ Input-Bias Current IB ISENSE+ V ISENSE+ = 65V, V ISENSE- = 64.8V FA ISENSE+ Input-Bias Current with DIM Low IB ISENSE+OFF V ISENSE+ = 48V, V ISENSE- = 48V, PWMDIM = FA ISENSE- Input-Bias Current IB ISENSE- V ISENSE+ = 65V, V ISENSE- = 64.8V FA Voltage Gain 6.15 V/V Current-Sense Voltage V SENSE V ICTRL = 0.616V 100 mv V ICTRL = 1.4V V ICTRL = V Bandwidth BW AV DC - 3dB 5 MHz COMP Transconductance GM COMP FS Open-Loop DC Gain AV OTA 75 db COMP Input Leakage I LCOMP na COMP Sink Current I SINK FA COMP Source Current I SOURCE FA PWM COMPARATOR Input Offset Voltage V OS-PWM 2 V Leading-Edge Blanking 50 ns Includes leading-edge blanking time with Propagation Delay to NDRV t ON(MIN) 10mV overdrive ns CS LIMIT COMPARATOR Current-Limit Threshold V CS_LIMIT mv CS Limit-Comparator Propagation Delay to NDRV t CS_PROP 10mV overdrive (excluding leading-edge blanking time) 30 ns Leading-Edge Blanking 50 ns Maxim Integrated 3

4 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) (V IN = 12V, R RT = 12.4kI, C IN = C VCC = 1µF, C LFRAMP /C REF = 0.1µF, NDRV = COMP = DIMOUT = PWMDIM = FLT = unconnected, V OVP = V CS = V PGND = V SGND = 0V, V ISENSE+ = V ISENSE- = 45V, V ICTRL = 1.40V, T A = T J = -40NC to +125NC, unless otherwise noted. Typical values are at T A = +25NC.) (Note 2) PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS GATE DRIVER (NDRV) Peak Pullup Current I NDRVPU V CC = 7V, V NDRV = 0V 3 A Peak Pulldown Current I NDRVPD V CC = 7V, V NDRV = 7V 3 A Rise Time t r C NDRV = 10nF 30 ns Fall Time t f C NDRV = 10nF 30 ns R DSON Pulldown nmos R NDRVON V COMP = 0V, I SINK = 100mA I PWM DIMMING (PWMDIM) ON Threshold V PWMON V Hysteresis V PWMHY 70 mv Pullup Resistance R PWMPU MI PWMDIM to LED Turn-Off Time PWMDIM falling edge to rising edge on DIMOUT, C DIMOUT = 7nF 2 Fs PWMDIM to LED Turn-On Time PWMDIM rising edge to falling edge on DIMOUT, C DIMOUT = 7nF 3 Fs pmos GATE DRIVER (DIMOUT) V PWMDIM = 0V, Peak Pullup Current I DIMOUTPU V ISENSE+ - V DIMOUT = 7V ma Peak Pulldown Current I DIMOUTPD VISENSE+ - V DIMOUT = 0V ma DIMOUT Low Voltage with Respect to V ISENSE V OVERVOLTAGE PROTECTION (OVP) Threshold V OVPOFF V OVP rising V Hysteresis V OVPHY 70 mv Input Leakage I LOVP V OVP = 1.235V na SHORT-CIRCUIT HICCUP MODE Short-Circuit Threshold V SHORT-HIC (V ISENSE+ - V ISENSE- ) rising mv Hiccup Time t HICCUP 8192 Clock Cycles Delay in Short-Circuit Hiccup Activation 1 Fs BUCK-BOOST SHORT-CIRCUIT DETECT Buck-Boost Short-Circuit Threshold V SHORT-BB (V ISENSE+ - V IN ) falling, V IN = 12V V Delay in FLT Assertion from Buck-Boost Short-Circuit Condition (except MAX16833E) Delay in FLT Deassertion After Buck-Boost Short Circuit is Removed (Consecutive Clock- Cycle Count) (except MAX16833E) t DEL-BB-SHRT Counter increments only when V PWMDIM > V PWMON 8192 Counter increments only when V PWMDIM > V PWMON 8192 Clock Cycles Clock Cycles 4 Maxim Integrated

5 ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) (V IN = 12V, R RT = 12.4kI, C IN = C VCC = 1µF, C LFRAMP /C REF = 0.1µF, NDRV = COMP = DIMOUT = PWMDIM = FLT = unconnected, V OVP = V CS = V PGND = V SGND = 0V, V ISENSE+ = V ISENSE- = 45V, V ICTRL = 1.40V, T A = T J = -40NC to +125NC, unless otherwise noted. Typical values are at T A = +25NC.) (Note 2) Note 2: All devices are 100% tested at T A = +25NC. Limits over temperature are guaranteed by design. 標準動作特性 PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS OPEN-DRAIN FAULT (FLT) Output Voltage Low V OL-FLT V IN = 4.75V, V OVP = 2V, and I SINK = 5mA mv Output Leakage Current V FLT = 5V 1 FA THERMAL SHUTDOWN Thermal-Shutdown Temperature Temperature rising +160 NC Thermal-Shutdown Hysteresis 10 NC (V IN = +12V, C VIN = C VCC = 1FF, C LFRAMP /C REF = 0.1FF, T A = +25NC, unless otherwise noted.) IN RISING/FALLING UVLO THRESHOLD (V) IN RISING/FALLING UVLO THRESHOLD vs. TEMPERATURE V IN RISING V IN FALLING TEMPERATURE ( C) MAX16833 toc01 QUIESCENT CURRENT (ma) V PWMDIM = 0V QUIESCENT CURRENT vs. TEMPERATURE TEMPERATURE ( C) MAX16833 toc02 QUIESCENT CURRENT (ma) QUIESCENT CURRENT vs. V IN V PWMDIM = 0V V IN ~ 4.6V V IN (V) MAX16833 toc03 VCC (V) V CC vs. I VCC MAX16833 toc04 VCC (V) V CC vs. TEMPERATURE MAX16833 toc05 DIMOUT (WITH RESPECT TO ISENSE+) (V) DIMOUT (WITH RESPECT TO ISENSE+) vs. TEMPERATURE MAX16833 toc I VCC (ma) TEMPERATURE ( C) TEMPERATURE ( C) Maxim Integrated 5

6 標準動作特性 ( 続き ) (V IN = +12V, C VIN = C VCC = 1FF, C LFRAMP /C REF = 0.1FF, T A = +25NC, unless otherwise noted.) DIMOUT RISE TIME (µs) VSENSE (mv) DIMOUT RISE TIME vs. TEMPERATURE TEMPERATURE ( C) C DIMOUT = 6.8nF V SENSE vs. TEMPERATURE TEMPERATURE ( C) MAX16833 toc07 MAX16833 toc09 DIMOUT FALL TIME (µs) VSENSE (mv) DIMOUT FALL TIME vs. TEMPERATURE TEMPERATURE ( C) V SENSE vs. V ICTRL V ICTRL (V) C DIMOUT = 6.8nF MAX16833 toc08 MAX16833 toc10 OSCILLATOR FREQUENCY (khz) OSCILLATOR FREQUENCY vs. TEMPERATURE (MAX16833/MAX16833B/MAX16833E ONLY) R RT = 24.9kI TEMPERATURE ( C) MAX16833 toc11 OSCILLATOR FREQUENCY (khz) OSCILLATOR FREQUENCY vs. 1/R RT CONDUCTANCE (MAX16833/MAX16833B/MAX16833E ONLY) /R RT (ki-1) MAX16833 toc12 6 Maxim Integrated

7 標準動作特性 ( 続き ) (V IN = +12V, C VIN = C VCC = 1FF, C LFRAMP /C REF = 0.1FF, T A = +25NC, unless otherwise noted.) ピン配置 NDRV RISE/FALL TIME (ns) NDRV RISE/FALL TIME vs. TEMPERATURE NDRV FALL TIME NDRV RISE TIME C NDRV = 10nF TEMPERATURE ( C) MAX16833 toc13 TOP VIEW LFRAMP (REF) RT/SYNC SGND ICTRL COMP FLT V 0mA 0V 0V MAX16833 MAX16833B MAX16833C MAX16833D MAX16833E 600Hz DIMMING OPERATION MAX16833 toc14 16 IN 15 V CC 14 NDRV 13 PGND 12 CS 11 ISENSE+ 400µs/div PWMDIM = 600Hz V DIMOUT 50V/div I LED 500mA/div V COMP 2V/div 0V V NDRV 10V/div 0V PWMDIM 7 10 ISENSE- OVP 8 *EP 9 DIMOUT TSSOP *EP = EXPOSED PAD. ( ) FOR MAX16833B/MAX16833D ONLY. Maxim Integrated 7

8 端子説明 端子名称機能 1 LFRAMP (MAX16833/ MAX16833C/ MAX16833E) REF (MAX16833B/ MAX16833D) 2 RT/SYNC 低周波数ランプ出力 LFRAMP とグランドの間にコンデンサを接続してランプ周波数を設定するか または使用しない場合 SGND に接続してください LFRAMP と RT/SYNC の間に抵抗を接続することで PWM スイッチング周波数のディザリングを行ってスペクトラム拡散を実現することができます 1.64V リファレンス出力 安定したリファレンス電圧を提供するために REF と SGND の間に 1µF のセラミックコンデンサを接続してください アナログ調光の場合は REF と ICTRL の間に抵抗分圧器を接続してください PWM スイッチング周波数設定入力 RT/SYNC と SGND の間に抵抗 (R RT ) を接続して 内部クロック周波数を設定してください MAX16833/MAX16833B/MAX16833E の場合 周波数 = ( )/R RT です MAX16833C/MAX16833D の場合 周波数 = (6.929 x10 9 )/R RT です カップリングコンデンサを介して RT/SYNC に外部パルスを印加することで 内部クロックを外部パルス周波数に同期させることが可能です RT/SYNC の寄生容量は最小限に抑えてください 3 SGND 信号グランド 4 ICTRL アナログ調光制御入力 V ICTRL < 1.2Vの場合 ICTRLの電圧によって LEDの電流レベルが設定されます V ICTRL > 1.4Vの場合 内部リファレンスによって LEDの電流が設定されます 5 COMP 6 FLT 7 PWMDIM 8 OVP 補償回路接続 適切な補正を行うために COMP とグランドの間に適切な RC ネットワークを接続してください アクティブロー オープンドレインの障害インジケータ出力 障害インジケータ (FLT) の項を参照してください PWM 調光入力 PWMDIM をローに駆動した場合 DIMOUT がハイになり PWM スイッチングがディセーブルされます PWMDIM はプルアップ抵抗を内蔵しているため 未接続のままとした場合はデフォルトでハイの状態になります LED ストリング過電圧保護入力 ISENSE+ OVP および SGND の間に抵抗分圧器を接続してください OVP の電圧が 1.23V を超えた場合 高速動作のコンパレータによって直ちに PWM のスイッチングが停止します このコンパレータは 70mV のヒステリシスを備えています 9 DIMOUT アクティブローの外付け調光 pチャネル MOSFETゲートドライバ 10 ISENSE- 負のLED 電流検出入力 ISENSE-とLED 電流検出抵抗の負の端子の間に 100Ωの抵抗を接続することが推奨されます これによって LED 短絡中もISENSE- 端子の絶対最大定格が維持されます 11 ISENSE+ 正の LED 電流検出入力 ISENSE+ と ISENSE- の間の電圧が V ICTRL または 1.23V のいずれか低い方に比例してレギュレートされます 12 CS スイッチングレギュレータ電流検出入力 CSとスイッチング MOSFET 電流検出抵抗の端子の間に抵抗を接続して スロープ補償を設定してください 13 PGND 電源グランド 14 NDRV 外付けnチャネル MOSFETゲートドライバ出力 7Vの低ドロップアウト電圧レギュレータ出力 1µF (min) のセラミックコンデンサでV CC をPGNDに 15 V CC バイパスしてください 16 IN 正の電源入力 少なくとも 1µFのセラミックコンデンサでINをPGNDにバイパスしてください EP エクスポーズドパッド 放熱のために EPをグランドプレーンに接続してください EPをグランドへの唯一の電気的接続として使用しないでください 8 Maxim Integrated

9 MAX16833/MAX16833C/MAX16833E のファンクションダイアグラム IN RT/ SYNC CS LFRAMP ICTRL ISENSE+ UVLO RT OSCILLATOR SLOPE COMPENSATION RAMP GENERATION LPF V BG V CC UVLO CS/PWM BLANKING V REG BG 7V LDO MIN OUT 0.42V 5V V BG GM 2V THERMAL SHUTDOWN TSHDN PWM COMP 5V 5V MAX16833 MAX16833C MAX16833E RESET DOMINANT S R LVSH SYNC Q MAX DUTY CYCLE ISENSE+ V CC NDRV PGND COMP ISENSE- 3.3V 3MI DIMOUT PWMDIM BUCK-BOOST SHORT DETECTION V ISENSE+ - 7V V BG 1µs DELAY S Q FLT OVP 6.15 x 0.3V 8192 x t OSC HICCUP TIMER R TSHDN SGND V BG Maxim Integrated 9

10 MAX16833B/MAX16833D のファンクションダイアグラム IN RT/ SYNC CS REF ICTRL ISENSE+ UVLO RT OSCILLATOR SLOPE COMPENSATION 1.64V (80µA) REFERENCE LPF V BG V CC UVLO CS/PWM BLANKING V REG BG 7V LDO MIN OUT 0.42V 5V V BG GM 2V THERMAL SHUTDOWN TSHDN PWM COMP 5V 5V MAX16833B MAX16833D RESET DOMINANT S R LVSH SYNC Q MAX DUTY CYCLE ISENSE+ V CC NDRV PGND COMP ISENSE- 3.3V 3MI DIMOUT PWMDIM BUCK-BOOST SHORT DETECTION V ISENSE+ - 7V VBG 1µs DELAY S Q FLT OVP 6.15 x 0.3V 8192 x t OSC HICCUP TIMER R TSHDN SGND V BG 10 Maxim Integrated

11 詳細 MAX16833/MAX16833B/MAX16833C/MAX16833D/ MAX16833Eは ブースト バックブースト SEPIC フライバック およびハイサイドバックトポロジ用のピーク電流モード制御 LEDドライバです 3Aのシンクとソースが可能なローサイドゲートドライバは パワー MOSFETを 100kHz 1MHzの周波数範囲で駆動することができます 定周波数ピーク電流モード制御により パワー MOSFET を駆動するPWMコントローラのデューティサイクルを制御します 外部で設定可能なスロープ補償によって インダクタが連続モードで動作している場合に 50% を超えるデューティサイクルでの低調波発振を防止します IC 内部の制御回路の電力の大部分は 内蔵の5Vレギュレータから供給されます ローサイドスイッチング MOSFETのゲート駆動は 独立したV CC レギュレータによって給電されます LEDストリングと直列で外付けpチャネルを駆動するように設計された調光ドライバが 幅広い調光制御を提供します この調光ドライバは 独立した未接続のリファレンス -7Vレギュレータによって給電されます この機能は 過渡的な過電圧または低電圧状態になることなく LED への超高速 PWM 電流スイッチングを提供します PWM 調光の他に これらのICはICTRL 入力へのDC 入力を使用するアナログ調光も提供します RT/SYNCからグランドへの単一の抵抗が 100kHz 1MHzのスイッチング周波数を設定し RT/SYNCに容量結合された外部クロック信号によって これらのICを外部クロックと同期させることができます MAX16833/ MAX16833C/MAX16833Eでは 外付けの抵抗を介して LFRAMP 出力をRT/SYNCに接続することによって スペクトラム拡散アプリケーション用にスイッチング周波数をディザリングすることが可能です MAX16833B/ MAX16833Dは LFRAMP 出力の代わりに安定化された1.64V 2% 精度のリファレンスを提供する REF 出力を備えており REFとICTRLの間の抵抗分圧器とともに使用することで LEDの電流を設定することができます REF 出力からの最大電流が80µAを超えることはできません その他の機能として 短絡 過電圧 または過熱検知を示す障害インジケータ出力 (FLT) と 過電圧保護のための過電圧保護 (OVP) 検出入力があります バックブースト構成でLED ストリングの短絡が発生した場合 短絡電流は設定されたLED 電流と等しくなります ブースト構成の場合 ICは短絡からの自動復帰を備えたヒカップモードに移行します UVLO これらのICは 正の電源入力 (IN) を使用する低電圧ロックアウト (UVLO) を備えています V IN が4.6V (typ) のスレッショルドを上回っている場合にICがイネーブルされ V IN が4.35V (typ) のスレッショルドを下回った場合にディセーブルされます UVLOは内部的に固定されており 調整することはできません UVLOのスレッショルドを超えた後 起動までに1024クロックサイクルのスタートアップ遅延が存在します UVLOの立下りエッジでは パワーダウンまでに 3.3µsの遅延が存在します 調光 MOSFETドライバ (DIMOUT) これらのICは PWM 調光のために外付けのpチャネル MOSFETを必要とします 通常動作の場合 MOSFETのゲートを調光ドライバの出力 (DIMOUT) に接続してください 調光ドライバは ピーク電流として最大 25mAをシンクまたは最大 50mAをソース可能で p-mosfetゲートの高速な充放電に対応します PWMDIM 信号がハイの場合 このドライバは p-mosfetのゲートをisense+ 端子より 7V 低い電圧に駆動して pチャネル調光 MOSFETを完全にターンオンさせます nチャネル MOSFETスイッチドライバ (NDRV) これらのICは 外付けのnチャネルスイッチング MOSFET を駆動します NDRVのスイング幅はV CC PGNDです NDRVは3A のピーク電流をシンク / ソース可能であるため これらのICによる高出力アプリケーションのMOSFETのスイッチングが可能です 外付け MOSFETを駆動するために電源に要求される平均電流は 総ゲート電荷量 (Q G ) とコンバータの動作周波数 (f SW ) に依存します 次式を使用して スイッチング MOSFET 用に必要とされるドライバ消費電流 I NDRV を計算してください INDRV = QG x fsw パルス調光入力 (PWMDIM) これらのICは 出力電流のパルス幅変調のための調光入力 (PWMDIM) を備えています PWM 調光は パルス電圧ソースによって PWMDIMを駆動することで実現可能です PWMDIM の電圧が 1.23Vより高い場合 PWM 調光 pチャネル MOSFET がターンオンして nチャネルスイッチング MOSFETのゲート駆動もイネーブルされます PWMDIMの電圧が1.23Vを 70mV 下回った場合 PWM 調光 MOSFETがターンオフして nチャネルスイッチング MOSFETもオフにされます PWMDIMがローの場合 COMPのコンデンサも内蔵トランスコンダクタンスアンプから切断されます 未接続のままとした場合 内蔵の弱プルアップ抵抗によってこの入力はロジックハイに設定されます Maxim Integrated 11

12 アナログ調光 (ICTRL) これらの IC は アナログ調光制御入力 (ICTRL) を備えています V ICTRL < 1.2V の場合 ICTRL の電圧によって LED の電流レベルが設定されます ICTRL の電圧によって LED 電流を 0 から直線的に調整可能です V ICTRL > 1.4V の場合は 内蔵のリファレンスによって LED 電流が設定されます この入力の最大耐電圧は 5.5V です ローサイドリニアレギュレータ (V CC ) これらのICは 7Vのローサイドリニアレギュレータ (V CC ) を備えています V CC は 最大 50mAのソース能力を持つスイッチング MOSFETドライバに給電します 安定した動作のために V CC とPGNDの間に 1µF (min) の低 ESRセラミックコンデンサを使用してください 入力電圧が7Vを下回った場合 V CC レギュレータは7V 以下に低下します このレギュレータの50mAでのドロップアウト電圧は 0.2Vです すなわち 入力電圧が5Vの場合 V CC 電圧は4.8Vになります V CC レギュレータの短絡電流は 100mA (typ) です V IN が常に7Vより低い場合は V CC をINに接続してください LED 電流検出入力 (ISENSE±) ISENSE+ とISENSE-の間の差動電圧が 内蔵の電流検出アンプに印加されます この増幅された信号が 次にトランスコンダクタンスエラーアンプの負の入力に接続されます このアンプの電圧利得係数は6.15です このアンプのオフセット電圧は1mV 以下です 内蔵トランスコンダクタンスエラーアンプこれらのICは フィードバックループ内の誤差信号の増幅に使用されるトランスコンダクタンスエラーアンプを内蔵しています 調光信号がローの場合 COMP はエラーアンプの出力から切断され DIMOUTはハイになります 調光信号がハイの場合 エラーアンプの出力がCOMPに接続され DIMOUTがローになります これによって 調光信号が内蔵スイッチング MOSFETゲート駆動をオフにした場合 補償コンデンサによる電荷の保持が可能になります 補償コンデンサC COMP ( 標準動作回路 のC4) の電荷を維持するために このコンデンサは低リークのセラミックタイプとしてください 内部調光信号がイネーブルされた時点で 補償コンデンサの電圧によってコンバータはほぼ瞬間的に安定状態になります 内蔵発振器 (RT/SYNC) これらのICの内蔵発振器は RT/SYNCに接続する1つの抵抗によって 100kHz 1MHz に設定可能です 次式を使用してスイッチング周波数を計算してください 7350 ( kω) f OSC (khz) = R RT(k Ω ) 6929( kω) f OSC (khz) = R RT(k Ω ) (MAX16833/MAX16833B/ MAX16833E の場合 ) (MAX16833C/MAX16833D の場合 ) ここで R RT はRT/SYNCとSGNDの間の抵抗です RT/SYNC 入力に外部クロックを AC 結合することによって 発振器を外部クロックに同期させることが可能です f OSC が 200kHz 1MHzの場合 AC 結合に使用するコンデンサは 次の関係を満たすようにしてください C -9 SYNC F ( ファラッド ) RRT ここで R RT の単位は kω です f OSC が 200GHz 以下の場合 C SYNC 268nF です 同期パルスのパルス幅は 次の関係を満たすようにしてください tpw 0.5 tpw 1.05 tclk < and < 1- tclk VS tclk tosc tpw 3.4V < V S + V S < 5V tclk ここで t PW は同期ソースのパルス幅 t CLK は同期クロックの周期 t OSC は自走発振器の周期 V S は同期パルスの電圧レベルです 外部クロック信号の周波数は 少なくとも 1.1 x f OSC 以上にしてください (f OSC はR RT によって設定される発振器周波数 ) 200nsのパルス幅を使用して 250kHzまでの周波数について適切な同期が可能です 外部クロックの立上りエッジ (sync) が同期入力として解釈されます 同期信号が消失した場合 内蔵発振器がスイッチング頻度の制御を引き継ぎ R RT によって設定されたスイッチング周波数に戻します これによって 同期信号が間欠的な場合でも出力のレギュレーションが維持されます 12 Maxim Integrated

13 SYNC 図 1. SYNC 回路 C1 680pF R2 22I GND C2 1000pF D2 SD103AWS 図 1に デューティサイクル 20% 80% で振幅が5Vのパルスを同期ソースとして利用可能なアプリケーションに適した周波数同期回路を示します この回路は SYNC の周波数が 100kHz 1MHzの範囲の場合に使用することができます C1および R2は ICのRT/SYNC 入力に適合するように入力パルス幅を縮小する微分回路として機能します D2は SYNC ソースの立下りエッジで C1を介して負の電流をバイパスして RT/SYNC 端子の最小電圧を制限します 微分回路の出力は C2を介して RT/SYNC 端子にAC 結合されます 立上りエッジで R2を介して電流を駆動することができるように SYNCソースの出力インピーダンスは十分に低くしてください 立上り時間におけるC1の両端での過度の電圧降下を防止するために SYNCソースの立上り / 立下り時間は50ns 以下としてください SYNCソースの振幅は 4V 5Vの範囲とすることができます SYNCソースの振幅が5Vで立上り時間が 20ns 以下の場合 RT/SYNC 端子での最大ピーク電圧が6V 近くになる可能性があります そのような状況では C1と直列の抵抗を使用してRT/ SYNC 端子の最大電圧を低下させることが望ましくなります 適切に同期が行われるようにするためには RT/ SYNC 端子でのピーク SYNCパルス電圧が 3.8Vを超えるようにしてください 周波数ディザリング (LFRAMP/MAX16833/MAX16833C/MAX16833E) MAX16833/MAX16833C/MAX16833Eは 低周波数ランプ出力を備えています LFRAMP とグランドの間にコンデンサを接続して ランプ周波数を設定してください 使用しない場合は SGNDに接続してください LFRAMPと RT/SYNCの間に抵抗を接続することで PWMスイッチング周波数のディザリングを行ってスペクトラム拡散を実現することができます 抵抗の値が小さいほど 周波数ディザリングの量が大きくなります LFRAMPの電圧は 1V (typ) 2V (typ) の三角波形です ランプ周波数は 次式で与えられます GND R RT 24.9I RT PIN 電圧リファレンス出力 (REF/MAX16833B/MAX16833D) MAX16833B/MAX16833Dは REF 出力に2% 精度の 1.64Vリファレンス電圧を備えています 安定したリファレンス電圧を提供するために REFとSGNDの間に1µFのセラミックコンデンサを接続してください このリファレンスは 最大 80µAを供給可能です ICTRL 入力に接続した抵抗分圧器をこの出力で駆動して アナログ調光を行うことができます REFとグランドの間の抵抗は 20.5kΩより大きくしてください スイッチング MOSFET 電流検出入力 (CS) CSは 電流モード制御ループの一部です スイッチング制御は R CS ( 標準動作回路 のR4) とR SLOPE ( 標準動作回路 のR1) によって設定されるCSの電圧を使用して スイッチングサイクルのオンのパルス幅を終了させることで ピーク電流モード制御を実現します 個々のスイッチングサイクルでスイッチング MOSFETの早すぎるターンオフを防止するために 内部的に50ns の前縁ブランキングが提供されます 抵抗 R CS は nチャネルスイッチング MOSFETのソースと PGNDの間に接続されます スイッチング中は 50µA x f SW のスロープを持つ電流ランプが CS 入力からソースされます この電流ランプと 抵抗 R SLOPE によって スロープ補償の量が設定されます 過電圧保護入力 (OVP) OVPは LED 両端での過電圧スレッショルド制限を設定します ISENSE+ とOVPおよびSGNDの間の抵抗分圧器を使用して 過電圧スレッショルド制限を設定してください 内蔵の過電圧保護コンパレータが OVPとSGNDの間の電圧差を検出します 電圧差が1.23Vより大きい場合 NDRVがローになり DIMOUTがハイになり FLTがアサートされます 電圧差が70mVだけ減少した時点で NDRVがイネーブルされ DIMOUTがローになり FLTがデアサートされます 障害インジケータ (FLT) これらのICは アクティブロー オープンドレインの障害インジケータ (FLT) を備えています 以下の条件の1つが発生した場合 FLTがローになります LEDストリング両端での過電圧 LEDストリング両端での短絡状態 加熱保護 障害状態が終了した時点で FLT はハイになります f LFRAMP(Hz) 50FA = C LFRAMP(F) Maxim Integrated 13

14 過熱保護 これらの IC は 過熱保護を備えています 接合部温度が +160 を超えた場合 IC は NDRV をローに DIMOUT をハイに駆動することによって 外付けパワー MOSFET をターンオフさせます 外付け MOSFET は 接合部温度が 10 だけ低下した後で再びイネーブルされます その結果 連続的な熱過負荷状態の間は出力がサイクルされます 過熱保護は 障害状態が発生した場合に IC を保護します 短絡保護ブースト構成ブースト構成では LEDストリングが短絡した場合 (ISENSE+ - ISENSE-) の電圧が300mVを超える結果になります この状態が1µs 以上にわたって発生した場合 ICは8192クロックサイクルのヒカップタイマーを作動させ その間は以下の動作が行われます NDRVがローになり DIMOUTがハイになります エラーアンプがCOMPから切断されます FLTがSGNDにプルダウンされます ヒカップ時間が経過した後 IC はリトライを行います このリトライ期間中は FLT がラッチされ 20µs のリトライ後に短絡が検出されなかった場合のみリセットされます バックブースト構成バックブースト構成の場合 LED ストリングの短絡が発生したときの挙動が異なります IC は短絡間で設定された電流を維持します この場合 ISENSE+ と IN の間の電圧が 1.5V 以下に低下した時点で短絡が検出されます MAX16833E を除いたすべての MAX16833 バージョンでは バックブーストの短絡障害はアップカウンタをスタートさせ カウンタが連続して 8192 クロックサイクルに到達した後にのみ FLT がアサートされます 何らかの理由で (V ISENSE+ - V IN > 1.5V) になった場合はカウンタがダウンカウントを開始して その結果 (V ISENSE+ - V IN > 1.5V) の状態が 8192 クロックサイクル連続した後でのみ FLT がデアサートされます MAX16833E では FLT のアサートとデアサートのためのカウンタはありません そのため ISENSE+ と IN 間の電圧が 1.5V 以下に下がるとすぐに FLT はアサートされ この条件が終了するとすぐにデアサートされます エクスポーズドパッドこれらのICのパッケージは ヒートシンクとして使用する放熱用エクスポーズドパッドを裏面に備えています このパッドは ダイからPCBへの直接的な放熱経路を提供することによって パッケージの熱抵抗を低下させます 大面積のパッドまたはグランドプレーン またはグランドプレーン層への複数のビアを使用して エクスポーズドパッドおよび GNDをシステムグランドに接続してください アプリケーション情報過電圧スレッショルドの設定 過電圧スレッショルドは 抵抗 R5 および R11 ( 標準動作回路 を参照 ) によって設定します IC 内の過電圧回路は GND を基準とする OVP の電圧が 1.23V を超えた時点で作動します 次式を使用して 所望の過電圧スレッショルドを設定してください VOV = 1.23V (R5 + R11)/R11 LED 電流の設定 LED 電流の通常の検出は LED 電流検出抵抗がブースト出力に接続されているハイサイドで行われます PWM 調光が必要な場合 LED 電流検出抵抗の反対側はpチャネル調光 MOSFETのソースに接続されます LED 電流は R7 を使用して設定します V ICTRL > 1.23Vの場合 内蔵のリファレンスが R7 両端の電圧を200mVにレギュレートします 200mV ILED = R7 V ICTRL < 1.2V の場合 ICTRL の電圧を使用した LED 電流の設定も可能です ( アナログ調光 ) MAX16833B/ MAX16833D の場合 REF 出力からの抵抗分圧器を使用して ICTRL の電圧を設定することができます 電流は次式で与えられます ここで I LED V = ICTRL R VREF R8 VICTRL = ( R8 + R9) ここで V REF は 1.64V で 抵抗 R8 および R9 の単位は Ω です より大きな LED 電流では R7 の両端の電圧に顕著なリップルが発生する可能性があります 高いリップル電圧は LED 電流の設定値と LED 電流の測定値の間に顕著な差が生じる原因になります この誤差を最小限に抑えるために R7 の両端のリップル電圧が 40mV 以下になるようにしてください 14 Maxim Integrated

15 インダクタの選択 ブースト構成ブーストコンバータ ( 標準動作回路 を参照 ) では ライン電圧に応じて平均インダクタ電流が変化します 最大平均電流は 最も低いライン電圧で発生します ブーストコンバータの場合 平均インダクタ電流は入力電流に等しくなります 次式を使用して 最大デューティサイクルを計算してください VLED + V D - V D INMIN MAX = VLED + VD -VFET ここで V LED はLEDストリングの順電圧 ( 単位 :V) V D は整流ダイオードD1の順電圧降下 ( 単位 :V 約 0.6V) V INMIN は最小入力電源電圧 ( 単位 :V) V FET はMOSFET Q1がオンの場合の平均ドレイン -ソース間電圧( 単位 :V) です 最初は近似値として 0.2Vを使用して D MAX を計算してください 最大インダクタ電流に基づいてパワー MOSFETを選択した後で より正確な最大デューティサイクルの値を計算することができます 下記の式を使用して 最大平均インダクタ電流 IL AVG ピークトゥピークインダクタ電流リップル ΔI L およびピークインダクタ電流 IL P を計算してください ( 単位 :A) I IL LED AVG = 1- DMAX ピークトゥピークインダクタリップルをΔI L とする場合 ピークインダクタ電流は次式で与えられます ΔI IL L P = IL AVG + 2 インダクタ L1 のインダクタンス値 (L) は 単位が H ( ヘンリー ) で 次式で計算します L = ( ) VINMIN - VFET DMAX fsw IL ここで f SW はスイッチング周波数で単位はHz V INMIN およびV FET の単位はV ΔI L の単位はAです 最小のインダクタンス値が計算した値より大きい値を持つインダクタを選択してください インダクタの電流定格は 動作温度においてIL P より大きい必要があります バックブースト構成バックブースト LED ドライバ ( 標準動作回路 を参照 ) では 平均インダクタ電流が入力電流と LED 電流の和に等しくな ります 次式を使用して 最大デューティサイクルを計算してください VLED + V D D MAX = VLED + VD + VINMIN -VFET ここで V LED はLEDストリングの順電圧 ( 単位 :V) V D は整流ダイオードD1の順電圧降下 ( 単位 :V 約 0.6V) V INMIN は最小入力電源電圧 ( 単位 :V) V FET はMOSFET Q1がオンの場合の平均ドレイン -ソース間電圧( 単位 :V) です 最初は近似値として 0.2Vを使用して D MAX を計算してください 最大インダクタ電流に基づいてパワー MOSFETを選択した後で より正確な最大デューティサイクルの値を計算することができます 下記の式を使用して 最大平均インダクタ電流 IL AVG ピークトゥピークインダクタ電流リップル ΔI L およびピークインダクタ電流 IL P を計算してください ( 単位 :A) I IL LED AVG = 1- DMAX ピークトゥピークインダクタリップルを ΔI L とする場合 ΔI IL L P = IL AVG + 2 ここで IL P はピークインダクタ電流です インダクタ L1のインダクタンス値 (L) は 単位がHで 次式で計算します L = ( ) VINMIN - VFET DMAX fsw IL ここで f SW はスイッチング周波数で単位は Hz V INMIN および V FET の単位は V ΔI L の単位は A です 最小のインダクタンスが計算した値より大きい値を持つインダクタを選択してください ピーク電流検出抵抗 (R4) ブーストおよびバックブースト構成におけるスイッチ電流検出抵抗 R4の値は 次式で計算します 0.418V - V R4 = SC Ω ILP ここで I L P はピークインダクタ電流 ( 単位 :A) で V SC はピークスロープ補償電圧です Maxim Integrated 15

16 傾斜補償 50% を超えるデューティサイクルの連続モードで動作するピーク電流モード制御のコンバータには 電流ループの不安定性とサブハーモニック発振を防止するために傾斜補償を付加してください 安定性のために必要な傾斜補償の最小量は 次のようになります V SCMIN = 0.5 ( インダクタ電流下降傾斜 - インダクタ電流上昇傾斜 ) x R4 IC 内部で PWM コンパレータに供給される前の電流検出信号に傾斜補償ランプが付加されます CS とインダクタの電流検出抵抗側端子の間に抵抗 (R1) を接続して 傾斜補償の量を設定してください これらの IC は 傾斜補償用に 50µA/t OSC の傾斜を持つ電流ランプを生成します この電流ランプ信号が CS と外付け MOSFET のソースの間に接続された外付け抵抗 (R1) に強制的に供給され 設定可能な傾斜補償電圧 (V SCOMP ) が電流検出入力 CS に付加されます したがって dv SC /dt = (R1 x 50µA)/t OSC ( 単位 :V/s) ピーク電流および最小ライン電圧時において電流検出信号に付加する必要がある傾斜補償電圧の最小値は 次のようになります (D MAX (VLED - 2V INMIN) R4) SCMIN = (V) ( ブースト ) 2 LMIN fsw (D MAX (VLED - V INMIN) R4) SCMIN = 2 LMIN fsw (V) ( バックブースト ) ここで f SW はスイッチング周波数 D MAX は最大デューティサイクル ( ローラインで発生 ) V INMIN は最小入力電圧 L MIN は選択したインダクタの最小値です 適切なマージンを設けるために 傾斜補償電圧を 1.5 倍します したがって 実際の傾斜補償電圧は 次式で与えられます VSC = 1.5SCMIN 前記の式より 次のようにR4の値を計算することができます ブースト構成の場合 : 0.418V R4 = V LED 2V IL INMIN P D MAX LMINfSW バックブースト構成の場合 : 0.418V R4 = V LED V IL INMIN P D MAX LMINfSW 最小入力電源電圧での安定した動作を保証するために使用すべき傾斜補償抵抗 (R1) の最小値は 次のように計算することができます ブースト構成の場合 : (V LED 2V INMIN) R4 1.5 R1 = 2 LMIN fsw 50µ A バックブースト構成の場合 : (V LED V INMIN) R4 1.5 R1 = 2 LMIN fsw 50µ A ここで f SW はスイッチング周波数 ( 単位 :Hz) V INMIN は最小入力電圧 ( 単位 :V) V LED は LED 電圧 ( 単位 :V) D MAX は最大デューティサイクル IL P はピークインダクタ電流 ( 単位 :A) L MIN は選択したインダクタの最小値 ( 単位 : H) です 出力コンデンサ出力コンデンサの機能は 出力リップルを許容可能なレベルに低減することです 出力コンデンサのESR ESL およびバルク容量が 出力リップルに寄与します 大部分のアプリケーションでは 低 ESRのセラミックコンデンサを使用することによって 出力 ESRおよびESLの影響を大幅に軽減することができます ESLおよびESRの影響を低減するには 複数のセラミックコンデンサを並列に接続して必要なバルク容量を実現してください PWM 調光中にセラミックコンデンサによって生成される可聴ノイズを最小限に抑えるために 出力のセラミックコンデンサの数を最小限に抑えることが必要になる場合があります その場合は 追加の電解またはタンタルコンデンサでバルク容量の大部分を提供します ブーストおよびバックブースト構成出力容量の計算は ブーストおよびバックブースト構成の両方で同じです ESLの影響を無視可能と考えた場合 出力リップルは出力コンデンサのESRおよびバルク容量によって発生します 計算を簡単にするために ESRとバルク容量による寄与が等しいと仮定して バルク容量に対して50% のリップルを許容します 容量は次式で与えられます ILED 2 D C MAX OUT VOUTRIPPLE fsw 16 Maxim Integrated

17 ここで I LED の単位は A C OUT の単位は F f SW の単位は Hz V OUTRIPPLE の単位は V です 許容リップルの残りの 50% は 出力コンデンサの ESR によるものです これに基づいて 出力コンデンサの ESR は次式によって与えられます V ESR OUTRIPPLE COUT < ( Ω) (ILP 2) ここで IL P はピークインダクタ電流 ( 単位 :A) です 次式を使用して 出力コンデンサの RMS 電流定格を計算してください ( ) 2 ICOUT(RMS) = IL AVG DMAX 1 DMAX 入力コンデンサ入力フィルタコンデンサは コンバータに流れるリップル電流をバイパスして 入力電源に伝導される高周波電流を減少させます 入力コンデンサのESR ESL およびバルク容量が 入力リップルに寄与します コンバータからの最大入力 RMSリップル電流に対応可能な低 ESRの入力コンデンサを使用してください ブースト構成の場合 入力電流はインダクタ電流と同一です バックブースト構成の場合 入力電流はインダクタ電流からLED 電流を差し引いたものです しかし 両方の構成とも 入力フィルタコンデンサが必要とする許容リップル電流は バックブースト構成で出力フィルタコンデンサがグランドに接続されている条件でのインダクタリップル電流に等しくなります 入力電流は連続的で最大 ±ΔI L /2であるため これによって入力コンデンサのサイズは小型化されます LED 電流リップルの影響を無視した場合 ブースト バックブースト構成ともに入力コンデンサの計算値は同じになります ESL の影響を無視した場合 ESR および入力のバルク容量が入力電圧リップルに寄与します 計算を簡単にするために ESR とバルク容量による寄与が等しいと仮定します これによって バルク容量に対してリップルの 50% が許容されます 容量は次式で与えられます ΔI C L IN 4 Δ VIN fsw ここで ΔI L の単位は A C IN の単位は F f SW の単位は Hz ΔV IN の単位は V です 許容リップルの残りの 50% は 入力コンデンサの ESR によるものです これに基づいて 入力コンデンサの ESR は次式で与えられます ΔV ESR IN CIN < Δ IL 2 ここで ΔI L の単位はA ESR CIN の単位はΩ ΔV IN の単位はVです 次式を使用して 入力コンデンサのRMS 電流定格を計算してください ΔI I L CIN(RMS) = 2 3 パワー半導体の選択スイッチング MOSFET スイッチング MOSFET (Q1) は 最大出力電圧に加えて 整流ダイオード D1のダイオード降下 および寄生インダクタンスと寄生容量によるリンギングに起因して発生する可能性があるすべてのオーバーシュートに耐える 十分な電圧定格を備えたものにしてください 下記の式で計算される値より大きいドレイン-ソース間電圧定格を備えた MOSFETを使用してください ブースト構成 VDS = (VLED + VD) x 1.2 ここで V DS はドレイン -ソース間電圧 ( 単位 :V) V D は整流ダイオード D1の順電圧降下です 1.2という係数によって 20% のセーフティマージンが提供されます バックブースト構成 VDS = (VLED + VINMAX + VD) x 1.2 ここで V DS はドレイン -ソース間電圧 ( 単位 :V) V D は整流ダイオード D1の順電圧降下です 1.2という係数によって 20% のセーフティマージンが提供されます スイッチング MOSFET Q1 の RMS 電流定格は ブーストおよびバックブースト構成について次のように計算します I 2 DRMS = 1.3 ( (IL AVG) D MAX ) ここで I DRMS はMOSFET Q1のドレイン RMS 電流 ( 単位 : A) です MOSFET Q1は スイッチング損失と導通損失の両方によって電力を消費します MOSFETの導通損失は 次のように計算します PCOND = (ILAVG) 2 x DMAX x RDSON ここで R DSON はQ1のオン抵抗で単位はΩ P COND の単位はW IL AVG の単位はAです MOSFETのスイッチング損失は 下記の式を使用して計算してください Maxim Integrated 17

18 ブースト構成 IL 2 AVG VLED CGD f P SW SW = 2 バックブースト構成 IGON IGOFF IL 2 AVG (VLED + V INMAX) CGD f P SW SW = IGON IGOFF ここで IG ON と IG OFF は それぞれ MOSFET Q1 のターンオン時とターンオフ時のゲート電流で単位は A V LED と V INMAX の単位は V IL AVG の単位は A f SW の単位は Hz C GD は MOSFET のゲート - ドレイン間容量で単位は F です 整流ダイオード高速スイッチングおよび電力消費の低減のために 整流器 (D1) にはショットキーダイオードを使用してください 選択するショットキーダイオードは コンバータの最大出力電圧より 20% 高い電圧定格を備えている必要があります コンバータの最大出力電圧は ブースト構成では V LED バックブースト構成では V LED + V INMAX になります ダイオードの電流定格は 次式の I D より高くしてください ID = ILAVG x (1 - DMAX) x 1.5 調光 MOSFET 動作温度での連続電流定格がLED 電流より 30% 高い調光 MOSFET (Q2) を選択してください 調光 MOSFETのドレイン-ソース間電圧定格は V LED より20% 高くする必要があります フィードバック補償 LED 電流の安定した制御のために スイッチングコンバータ LED 電流アンプ およびエラーアンプで構成される LED 電流制御ループの補償を行ってください インダクタ電流は連続モードであるため ブーストおよびバックブースト構成の両方について スイッチングコンバータの小信号伝達関数に右半平面 (RHP) ゼロが存在します RHPゼロによって 20dB/decadeの利得と90 の位相遅延が付加されますが これは補償が困難です このゼロを回避する最も簡単な方法は -20dB/decadeのスロープを使用して RHP ゼロ周波数の 1/5 以下の周波数でループ利得を 0dB に低下させることです ワーストケースの RHP ゼロ周波数 (f ZRHP ) は 以下のように計算します ブースト構成 f ZRHP バックブースト構成 f ZRHP V 2 LED (1- D MAX) = 2π L ILED V 2 LED (1- D MAX) = 2π L ILED DMAX ここで f ZRHP の単位は Hz V LED の単位は V L は L1 のインダクタンス値で単位は H I LED の単位は A です スイッチングコンバータの小信号伝達関数には ブーストおよびバックブースト構成の両方について出力ポールも存在します 出力フィルタ容量とともに出力ポール周波数を決定する実効出力インピーダンスは 下記のように計算します ブースト構成 R OUT (R LED + R7) V = LED (RLED + R7) ILED + VLED バックブースト構成 (R LED + R7) V R LED OUT = (RLED + R7) ILED D MAX + VLED ここで R LED は動作電流における LED ストリングの動的インピーダンスで単位は Ω R7 は LED 電流検出抵抗で単位は Ω V LED の単位は V I LED の単位は A です ブーストおよびバックブースト構成の両方で 出力ポール周波数は次のように計算します f 1 P2 = 2 π C OUT R OUT ここで f P2 の単位は Hz C OUT は出力フィルタ容量で単位は F R OUT は上記で計算した実効出力インピーダンスで単位は Ω です フィードバックループ補償は COMP 端子と GND の間に抵抗 R10 とコンデンサ C4 を直列に接続することによって行います R10 の選択によってクロスオーバー周波数が f ZRHP /5 になるように積分回路の高周波利得を設定して 18 Maxim Integrated

19 C4 の選択によって積分回路のゼロを設定してループの安定性を維持します 最高の性能を実現するために 下記の式を使用して部品を選択してください 2 fzrhp R4 R10 = F C (1 D MAX ) R GM COMP C4 の値は 次のように計算することができます 25 C4 = π R10 fzrhp ここで R10 は補償抵抗で単位は Ω f ZRHP と f P2 の単位は Hz R4 はインダクタ電流検出抵抗で単位は Ω R7 は LED 電流検出抵抗で単位は Ω 係数の 6.15 は LED 電流検出アンプの利得 GM COMP はエラーアンプの相互コンダクタンスで単位は A/V です レイアウトの推奨事項通常 スイッチング電源には 高 di/dtループと高 dv/dt 面という 2つのノイズ放射源が存在します たとえば ドレイン電流を搬送するトレースは 多くの場合に高 di/dt ループを形成します 同様に デバイスのドレインに接続された MOSFETのヒートシンクは dv/dt 面となるため MOSFET の電力消費と互換性のある範囲でヒートシンクの表面積をできる限り最小化するか またはシールドしてください 電流ループを最小限に抑えるために スイッチング電流を搬送するすべての PCBトレースをできる限り短くしてください 最良の結果を得るために グランドプレーンを使用してください スイッチング損失の少ない クリーンで安定した動作を実現するためには 注意深い PCB レイアウトが非常に重要 です ノイズ耐性と電力消費を向上させるため 可能な限り多層基板を使用してください 適切なPCBレイアウトとするため 以下のガイドラインにしたがってください ICパッケージの下には連続した大面積の銅プレーンを使用してください すべての発熱部品について適切な冷却を保証してください 電力部品および大電流の経路は 敏感なアナログ回路から分離してください 大電流の経路は 特にグランド端子側について 常に短くしてください この手法は 安定した ジッタのない動作にとって不可欠です スイッチングループは 以下のように短くしてください a) D1 のアノードは MOSFET Q1 のドレインの非常に近くで接続する必要があります b) D1 のカソードは C OUT の非常に近くで接続する必要があります c) C OUT および電流検出抵抗 R4は グランドプレーンに直接接続する必要があります PGNDとSGNDを一点で接続してください 電源配線および負荷との接続を短くしてください この手法は 高効率の実現に不可欠です 全負荷効率を改善するために 厚い銅のPCB (1オンスより2オンス) を使用してください 高速スイッチング端子は 敏感なアナログ領域から離して配線してください PGNDおよびSGNDプレーン用の内部 PCB 層を デバイス フィードバック分圧器 およびアナログバイパスコンデンサから放射ノイズを遠ざけるためのEMIシールドとして使用してください Maxim Integrated 19

20 標準動作回路 V IN 6V TO 18V WITH LOAD DUMP UP TO 70V PWMDIM V IN 6V TO 18V WITH LOAD DUMP UP TO 70V PWMDIM C1 C1 C3 R8 R3 C3 R3 R9 R9 IN LFRAMP PWMDIM RT/SYNC V CC ICTRL L1 NDRV CS OVP ISENSE+ DIMOUT FLT COMP MAX16833 MAX16833C MAX16833E SGND PGND EP IN REF L1 NDRV CS R5 R7 Q2 R11 LED+ LED- BOOST HEADLAMP DRIVER LED- R5 R7 Q2 R11 LED+ OVP ISENSE+ PWMDIM ISENSE- RT/SYNC DIMOUT V CC FLT COMP MAX16833B MAX16833D R1 C4 R10 R1 C4 D1 Q1 R2 R4 D1 Q1 R2 R4 C2 C2 ISENSE- R8 ICTRL SGND PGND EP R10 BUCK-BOOST HEADLAMP DRIVER 20 Maxim Integrated

21 型番 ( 続き ) + は鉛 (Pb) フリー /RoHS 準拠パッケージを表します *EP = エクスポーズドパッド /V は車載認定製品を表します チップ情報 PART TEMP RANGE PIN-PACKAGE FUNCTIONALITY PROCESS: BiCMOS-DMOS パッケージ 最新のパッケージ図面情報およびランドパターンは japan. maxim-ic.com/packages を参照してください なお パッケージコードに含まれる + # または - は RoHS 対応状況を表したものでしかありません パッケージ図面はパッケージそのものに関するもので RoHS 対応状況とは関係がなく 図面によってパッケージコードが異なることがある点を注意してください パッケージタイプ MAX DUTY CYCLE (%) パッケージコード 外形図 No. FAULT OUTPUT BLANKING MAX16833BAUE+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Reference Voltage Output 88.5 Yes MAX16833BAUE/V+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Reference Voltage Output 88.5 Yes MAX16833CAUE+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 94 Yes MAX16833CAUE/V+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 94 Yes MAX16833DAUE+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Reference Voltage Output 94 Yes MAX16833DAUE/V+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Reference Voltage Output 94 Yes MAX16833EAUE+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 88.5 No MAX16833EAUE/V+ -40 C to +125 C 16 TSSOP-EP* Frequency Dithering 88.5 No ランドパターン No. 16 TSSOP-EP U16E Maxim Integrated 21

22 改訂履歴 版数 改訂日 説明 改訂ページ 0 6/10 初版 1 11/10 MAX16833AUEを追加 1, 21, /10 MAX16833CおよびMAX16833Dを追加 /11 MAX16833Eを追加 1 4, 6 14, 20, 21 マキシム ジャパン株式会社 東京都品川区大崎 大崎ニューシティ 4 号館 20F TEL: Maximは完全にMaxim 製品に組込まれた回路以外の回路の使用について一切責任を負いかねます 回路特許ライセンスは明言されていません Maximは随時予告なく回路及び仕様を変更する権利を留保します Electrical Characteristics ( 電気的特性 ) の表に示すパラメータ値 (min maxの各制限値 ) は このデータシートの他の場所で引用している値より優先されます 22 Maxim Integrated Products, Inc. 160 Rio Robles, San Jose, CA USA Maxim Integrated Products MaximはMaxim Integrated Products, Inc. の登録商標です